一種基于SIW的階梯式太赫茲寬帶傳輸線

熊毓俊，丁 麗

（上海理工大學 光電信息與計算機工程學院，上海 200093）

引 言

在太赫茲應用系統(tǒng)中，太赫茲波導的傳輸結構是不可缺少的關鍵部件。例如在一個多輸入多輸出（multi input multi output，MIMO）成像系統(tǒng)里，需要根據(jù)信號發(fā)生器波導口位置和收發(fā)天線波束角大小，設計合適的傳輸網絡，以滿足成像需求。由于太赫茲波在潮濕空氣中損耗較大，因此需要低損耗、低色散、方便使用的太赫茲傳輸結構[1]。基片集成波導（SIW）作為一種新型的波導結構，已成為太赫茲波低成本、低剖面?zhèn)鬏斁€路的一種選擇[2]。近年來，在對SIW結構的傳輸特性進行充分研究的基礎上，已經研制出高性能器件。Fu等在半絕緣碳化硅基板上設計出SIW傳輸線和濾波器，該傳輸線在220 GHz時的衰減低至0.45 dB/mm[3]。Rahimi等提出了一種用SIW基底代替空氣做腔體輻射器的H面喇叭天線[4]。這些應用大大促進了SIW技術的發(fā)展。

但是，由于非共面?zhèn)鬏斁€缺乏有效的轉換結構，SIW技術在太赫茲頻段的發(fā)展受到了限制。微帶和接地共平面波導結構（grounded coplanar waveguide, GCPW）已被廣泛應用于太赫茲低頻段，如W波段的轉換[5]。Kai等首先提出了SIW-矩形波導的垂直轉換，他們在55.5～63.0 GHz的頻率范圍內實現(xiàn)了12.7%的相對帶寬[6]。Jiang等在75～110 GHz范圍內實現(xiàn)了基板集成同軸線到矩形波導的垂直轉換，相對帶寬達到20%[7]。然而，高頻段的儀器比，如矢量網絡分析儀的接口類型一直是矩形波導的形式。太赫茲低頻段轉換的開放性結構導致輻射損耗大、相對帶寬小等問題，因此這些低頻段的方法不能在高頻段應用[8]。階梯型傳輸線不僅能夠在與信號發(fā)生器波導口有垂直錯位時進行連接，也能在非共面?zhèn)鬏斨斜ＷC波場出射方向的一致。而階梯型傳輸線研制的關鍵就在于減小SIW-矩形波導垂直轉接的帶寬損失。太赫茲頻段SIW-矩形波導轉換器的缺乏在很大程度上限制了太赫茲頻段SIW傳輸線的研究。因此，研究寬頻帶SIW-矩形波導轉換成為開發(fā)高性能傳輸線的關鍵。

本文提出了一種含有耦合窗結構的傳輸線，耦合窗為一種新型電場平面的探針結構，加在SIW結構與矩形波導的連接處，可以保證傳輸線實現(xiàn)寬頻帶SIW-波導的垂直過渡、矩形波導的連接和長距離傳輸。垂直過渡是通過SIW和矩形波導之間的耦合窗口實現(xiàn)的。SIW介質基板采用了Rogers RT/duroid 5880，可實現(xiàn)低損耗傳輸，同時在基板的末端設置耦合窗，可以實現(xiàn)無模式轉換的垂直轉接。由于SIW內部不含微帶結構，太赫茲波可以在矩形波導中以最小的反射向前傳播。

1 階梯式傳輸線

SIW是一種類似于矩形波導的集成波導結構[9]。SIW結構是由介質基片和上下2層金屬鍍層以及內部的金屬通孔組成，其結構如圖1所示。2列金屬通孔中的介質是傳輸太赫茲波的通道，且傳輸損耗低。2排金屬通孔之間的介質基板構成SIW結構的導體，類似于同軸金屬線波導。這種平面?zhèn)鬏斀Y構在寬頻段內支持波的TE10和準TE10模式，同時通過金屬通孔抑制其他不需要的平行波模式[10]。

圖1 SIW結構及電場分布Fig.1 Electric field distribution of SIW structures

在一個太赫茲單站成像系統(tǒng)中，由于信號發(fā)射模塊和接收模塊固有的物理尺寸相對于波長過大，在實際應用中發(fā)射和接收天線在垂直方向上會有一定的錯位，因此本文提出階梯式的SIW傳輸線來彌補這一錯位。圖2是SIW結構的實用場景和仿真，其中（a）為傳輸線實用場景。傳輸線模型如圖2（b）所示，位于2塊SIW介質基板之間的矩形波導決定了垂直傳輸距離，其長度為h。

圖2 SIW結構的實用場景和仿真Fig.2 Practical scenarios and simulations of SIW structures

在低頻段，傳統(tǒng)的SIW轉矩形波導的方法是，將SIW連接到微帶線，通過將介質基板中的TE10模式轉換為微帶線的TEM模式，再將微帶的TEM模式轉換回矩形波導中的TE10模式，完成波導的垂直過渡[11]。本文SIW到矩形波導的過渡方法是將SIW內的TE10模式直接轉換到矩形波導中。在傳輸性能不受影響的條件下，與傳統(tǒng)轉換方法相比，本文轉換方法具有更高的帶寬、更低的插入損耗和更好的阻抗匹配。

本文的傳輸線是在SIW介質基片的末端設置一個新型基于電場平面探針耦合方式的結構，以此完成SIW-波導的過渡。該結構包括在矩形波導的兩端設置了2個SIW到矩形波導的結構過渡。首先，通過改變金屬通孔的排列方式，在SIW端部產生擴大場；然后，通過開槽直接連接矩形波導空腔，實現(xiàn)矩形波導到SIW的良好過渡。圖2（c）反映了從SIW到矩形波導的過渡，其中SIW基片和矩形波導在擴大場范圍內是垂直相交。

SIW端口的激勵源為TE10模式，耦合窗口設置在擴大場范圍內，擴大場為SIW基片后部的短路端子，由此可以減少太赫茲波泄漏和增加場強[12]。在矩形波導的后端，耦合窗中心到擴大場邊緣的距離約為SIW寬度的十分之一，耦合窗設置在介質基板后部擴大場范圍內的中心位置，與矩形波導的寬邊平行，因此在矩形波導中產生TE10模式場，實現(xiàn)SIW與矩形波導的場匹配。如圖2（d）所示，在改變通孔分布的擴大場范圍中形成了強電場和強磁場，同時我們在電場和磁場最大的位置放置了探針式臺階。

為了使SIW與矩形波導之間有良好的阻抗匹配，需要優(yōu)化SIW基片上耦合窗的相關參數(shù)。通過調整波導腔的大小和位置以及SIW的設計參數(shù)，可以優(yōu)化SIW-波導的過渡效率。由此擴大場內的耦合窗口結構可以在不產生其他平行波模式的情況下完成波導的垂直連接。

在耦合分析中，將基片集成波導等效于具有相同導波波長的矩形波導[13]。根據(jù)場等效定理，將分析區(qū)域劃分為SIW基片腔體、擴大場范圍耦合窗、矩形波導腔3個規(guī)范區(qū)域，相鄰區(qū)域邊界的金屬通孔被完美的電導體和等效的磁電流所覆蓋。在這3個區(qū)域中，對偶格林函數(shù)以模態(tài)的形式被分析給出[14]，連續(xù)磁場的積分方程是根據(jù)金屬通孔孔徑得出的。未知磁電流的積分方程用Galerkin矩法（Galerkin’s method of moments，MOM）求解[15]，并利用得到的磁電流計算出耦合窗的散射矩陣。

該結構的基片介質材料為Rogers RT/duroid 5880，相對介電常數(shù)為2.2，損耗正切為0.000 9。由于SIW元件的質量因子與基片的厚度成正比，所以為了實現(xiàn)低的插入損耗，必須使用較厚的基片來設計SIW元件。在本文提出的傳輸線結構中，SIW基片厚度為0.254 mm，同時為了降低基片內的傳輸損耗，將SIW基片長度設置為3 mm。SIW結構的尺寸如圖3所示，其中：d為金屬通孔的直徑；s為相鄰2個金屬通孔中心之間的距離；w為SIW兩側2排金屬通孔中心之間的距離；Wa為耦合窗的寬邊長度；Lb為耦合窗的窄邊長度；Lc為耦合窗邊緣到SIW波導激勵源的距離。考慮到成本和制造公差，SIW的寬度應該選得盡可能的寬，本文提出的SIW基片寬度為1.6 mm。通過Galerkin矩法分析使垂直轉接內有最小反射值，并以此確定耦合窗的尺寸和位置，其中Wa與Lb應該小于TE高次模式截止波長對應寬邊長和窄邊長以抑制轉接處高次模的形成。

圖3 190 GHz頻率下從SIW到矩形波導的過渡Fig.3 Transition from SIW to rectangular waveguide at 190 GHz

2 仿真結果

本文使用有限元電磁仿真軟件ANSYS Electronics Desktop 19.0對傳輸線進行仿真，設定d= 0.060 mm，s= 0.090 mm，w=1.080 mm，Wa= 1.060 mm，Lb= 0.630 mm，Lc= 2.096 mm。傳輸線中過渡結構的傳輸性能是整個結構的關鍵。過渡結構的S參數(shù)仿真結果如圖4（a）所示，圖中：S11是波導口1接收的功率與波導口1發(fā)射的功率比；S21是波導口2接收的功率與波導口1發(fā)射的功率比。該結構的S21略小于0，而S11在180～235 GHz以外的頻段中回波損耗小于-10 dB。圖4（b）為過渡結構的電場分布，該結果表明，在擴大場范圍內無明顯電磁泄漏和高次模式的能量損耗，耦合性能良好。

圖4 單個過渡結構的仿真結果Fig.4 Simulation results for a single transition structure

本文提出的SIW傳輸線包含2個過渡結構和一個可以設定長度且用于連接的矩形波導。該傳輸線的傳輸性能與基片集成波導基底的衰減常數(shù)以及2個耦合窗口之間的矩形波導的長度呈正相關關系。該傳輸線的電場分布情況如圖5所示，說明傳輸線結構內無高階模態(tài)產生，能量損耗低。整個傳輸線的S11參數(shù)變化如圖6所示，本文結構的傳輸性能在超過5個波長幅度的變化時有較大的差異。

圖5 在190 GHz（h=45 mm）時，傳輸線結構的電場分布Fig.5 Electric field distribution of the transmission line at 190 GHz（h=45 mm）

圖6 4種不同長度矩形波導下的傳輸線結構的S11參數(shù)Fig.6 S11 parameters of the transmission line for four different lengths of rectangular waveguides

傳輸線隨頻率變化的衰減常數(shù)情況如圖7（a）所示，可以看出，當h=45 mm時，隨著頻率的變化，傳輸線結構在190～230 GHz范圍內對不同頻率的響應和諧振能力不同，傳輸線的插入損耗在190～230 GHz頻率范圍內小于1.2 dB。由于矩形波導長度對于傳輸線結構的影響微乎其微，所以隨著h變化而引起的傳輸線插入損耗的變化可以忽略不計。圖7（b）為不同矩形波導長度對應的傳輸線可用帶寬大小。矩形波導長度對傳輸線性能的影響有限，傳輸線在垂直方位差異較大的情況下仍有穩(wěn)定的帶寬。

圖7 傳輸線的插入損耗與帶寬Fig.7 Transmission line insertion loss and bandwidth

3 結 論

本文根據(jù)太赫茲波在SIW結構和矩形波導內傳輸模式的相似性，設計了一個結構內部無模式轉換且實現(xiàn)傳輸線入口和出口的波場出射方向不變的階梯型傳輸線。該傳輸線在200 GHz中心頻段有穩(wěn)定的帶寬和良好的傳輸性能。太赫茲波的垂直轉接是由2個SIW-矩形波導來完成的，具體是通過在SIW基片末端改變金屬通孔布局增加擴大場范圍，再在擴大場范圍內設置與矩形波導連接的耦合窗，通過矩形波導完成太赫茲波的長距離傳輸。該傳輸線結構具有寬帶傳輸和易于集成等特點。擴大場范圍的金屬通孔分布，耦合窗的尺寸、相對位置，矩形波導的長度都會影響結構的傳輸性能，主要表現(xiàn)為可用帶寬的大小改變。矩形波導的長度可以根據(jù)實際應用的需求進行靈活調整，可以在不同的水平面完成與信號發(fā)生器波導口的連接，為解決器件尺寸與波長級的成像中心距離之間的矛盾提供了參考。