基于時域測量的傳導(dǎo)電磁干擾分離技術(shù)與實(shí)現(xiàn)

夏 偉,高申翔,崔 豹,顧衛(wèi)紅

(中國衛(wèi)星海上測控部,江蘇 江陰 214431)

0 引言

隨著電力電子設(shè)備的大量使用、現(xiàn)代開關(guān)器件工作頻率的升高以及輸出功率的增大,電力線傳輸系統(tǒng)中的傳導(dǎo)電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)問題不斷涌現(xiàn)。 因此,電磁干擾噪聲的有效測量和抑制已逐漸成為電磁兼容(electro magnetic compatibility,EMC)研究中的一個研究熱點(diǎn)[1-5]。 在目前的功率變換器電磁干擾研究領(lǐng)域,無源EMI 濾波器設(shè)計是抑制系統(tǒng)傳導(dǎo)電磁干擾的有效方法。 針對某個特定的系統(tǒng),在設(shè)計EMI 濾波器時需要根據(jù)其噪聲特征進(jìn)行專門設(shè)計。 根據(jù)電磁干擾的形成機(jī)理分類,電磁干擾通常分為差模干擾和共模干擾。 其主要區(qū)別是兩者形成的回路不同。 在設(shè)計EMI 濾波器時,同樣需要分為差模和共模兩個方向進(jìn)行專門設(shè)計。 目前,國際上規(guī)定的傳導(dǎo)電磁干擾測量設(shè)備為線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(linear impedance stabilization network,LISN),所測得的是差模和共模的匯合信號。 因此,將LISN 測得的噪聲信號分離為差模信號和共模信號,是抑制電磁干擾首先要解決的問題[6-7]。

為解決上述問題,國內(nèi)外學(xué)者作了相關(guān)研究。 美國的Paul 和Nave、新加坡的See、法國的Mardiguian 等先后提出了以射頻變壓器為核心器件的傳導(dǎo)EMI 噪聲分離網(wǎng)絡(luò)[8-10]。 這些網(wǎng)絡(luò)雖然可以初步實(shí)現(xiàn)對噪聲的分離,但由于采用變壓器作為主要分離器件,在高頻條件下會因雜散效應(yīng)影響而產(chǎn)生較明顯的性能衰退現(xiàn)象。 美國的Guo 提出了采用0°/180°功分器取代變壓器的分離網(wǎng)絡(luò)[11]。 但在實(shí)際使用時,220 V 交流電對地電壓不對稱容易使功分器進(jìn)入飽和狀態(tài)造成信號失真,一定程度上影響了其推廣使用。 另一方面,借助計算機(jī)數(shù)值計算功能,Lo 和孫亞秀提出了傳導(dǎo)干擾軟分離方法[12-13]。 由于仍然需要單模分離網(wǎng)絡(luò),因此該方法實(shí)際上只能稱為半軟分離方法。 近年來,隨著人工智能算法的推廣應(yīng)用,趙波和趙敏提出了雙/單通道傳導(dǎo)電磁干擾噪聲盲源分離方法。 試驗(yàn)證明,該方法的分離性能取決于小波函數(shù)的選取。 由于傳導(dǎo)電磁干擾噪聲先驗(yàn)信息的不確定性影響,該方法在實(shí)際測試時測量結(jié)果的重復(fù)性和穩(wěn)定性有待驗(yàn)證。

本文提出一種基于時域測量的傳導(dǎo)電磁干擾分離技術(shù)方法。 該方法作為完全軟件分離方法,與上述半軟分離方法相比,無需單模分離網(wǎng)絡(luò)支持,單次測量便可直接給出差模和共模信號頻譜,具有更高的現(xiàn)場測試效率。

1 傳導(dǎo)電磁干擾分離技術(shù)的測試原理

參考CISPR16 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范,傳統(tǒng)傳導(dǎo)電磁干擾分離測試首先使用LISN 耦合電源線干擾信號。 一般傳導(dǎo)電磁干擾分離測試原理如圖1 所示。 LISN 允許50 Hz或60 Hz 的電源信號輸入到被測設(shè)備而無衰減,但不允許外部噪聲信號通過。 被測設(shè)備產(chǎn)生的噪聲信號被過濾耦合到LISN 的監(jiān)測輸出端。

圖1 一般傳導(dǎo)電磁干擾分離測試原理圖Fig.1 Schematic diagram of general conducted electromagnetic interference separation test

由式(1)可知,若把LISN 輸出的監(jiān)測信號直接輸入EMI 接收機(jī),則接收機(jī)所測得的噪聲信號實(shí)際上是共模和差模信號的和或差。 因此,需要再增加專門的噪聲分離網(wǎng)絡(luò),分別耦合出差模和共模干擾信號,再使用EMI接收機(jī)進(jìn)行測量。 由于噪聲分離網(wǎng)絡(luò)和EMI 接收機(jī)價格昂貴,受限于使用成本,多用于標(biāo)準(zhǔn)電磁兼容實(shí)驗(yàn)室,一般現(xiàn)場傳導(dǎo)電磁干擾測試排查難以推廣應(yīng)用。

同樣作為軟件分離方法,文獻(xiàn)[11]、文獻(xiàn)[12]提出了傳導(dǎo)電磁干擾軟分離方法。 其基本原理如下。

為解決上述問題,本文提出一種基于時域測量的傳導(dǎo)電磁干擾分離技術(shù)。 基于時域測量的傳導(dǎo)電磁干擾分離測試原理如圖2 所示。

圖2 基于時域測量的傳導(dǎo)電磁干擾分離測試原理圖Fig.2 Schematic diagram of conducted electromagnetic interference separation test based on time domain measurement

如圖2 所示,LISN 的相線L 監(jiān)測端輸入示波器通道1,中線N 監(jiān)測端輸入通道2。 示波器對輸入信號進(jìn)行時域采樣,計算機(jī)對采集到的時域信號執(zhí)行相加和相減操作,得到如下信號:

EMC 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范一般使用頻域限值作為結(jié)果評估依據(jù)。 因此,本文基于時域測量的傳導(dǎo)電磁干擾分離測試方法同樣需要計算信號的頻譜分量。 通過對式(4)中的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行快速傅里葉變換,可以求得一個時變信號的頻譜。 以下給出使用快速傅里葉變換計算幅度和功率譜的計算過程。 對長度為N的時間序列x[n]進(jìn)行離散傅里葉變換,求得S[f]如下:

由于被測信號為隨機(jī)噪聲信號,直接使用式(5)計算將難以獲得穩(wěn)定的測量結(jié)果。 因此,本文采用Welch 方法來獲得隨機(jī)信號的功率譜密度估計。 其本質(zhì)是修正周期圖的一種方法,是通過采樣數(shù)據(jù)分段重疊及加窗等技術(shù),達(dá)到降低估計方差的目的。 具體過程是:將N個采樣數(shù)據(jù){x(0),x(1),…,x(N-1)}分為K段,每段數(shù)據(jù)長為L,其中有(L-D)個數(shù)據(jù)為相鄰重疊數(shù)據(jù),即N=L+D(K-1)。 第i段L個數(shù)據(jù)為:xi(n)=x(n+iD)。 其中:n=0,1,…,L-1,i=0,1,…,K-1。 對每一段數(shù)據(jù)進(jìn)行加窗處理,并分別計算功率譜:

式中:Fs為時域信號采樣率;L為快速傅里葉變換計算數(shù)據(jù)長度,兩者相除為模擬帶寬;λ為快速傅里葉變換功率修正系數(shù)。

②功率譜P轉(zhuǎn)化為幅度譜V。

式中:R為示波器輸入阻抗,取50 Ω。

③線性單位轉(zhuǎn)化為對數(shù)單位。

EMC 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范限值曲線通常使用dB·μV 單位進(jìn)行表述。 因此,本文計算結(jié)果可以使用上述步驟換算得到。 傳導(dǎo)電磁干擾分離測試程序流程如圖3所示。

圖3 傳導(dǎo)電磁干擾分離測試程序流程圖Fig.3 Flowchart of conducted electromagnetic interference separation test procedure

2 傳導(dǎo)電磁干擾分離技術(shù)的性能測試

首先,明確測試目的:獲取分離網(wǎng)絡(luò)的插入損耗和噪聲抑制比2 個性能參數(shù)。 這里參考文獻(xiàn)[6]定義的描述分離網(wǎng)絡(luò)性能。 使用如下參數(shù),即共模插入損耗(common mode insertion loss,CMIL)、差模插入損耗(differential mode insertion loss,DMIL)、共模抑制比(common mode rejection ratio,CMRR)和差模抑制比(differential mode rejection ratio,DMRR)。 具體定義為:網(wǎng)絡(luò)輸入信號U1和輸出信號U2之間的測量傳遞函數(shù);當(dāng)U1、U2為相同模態(tài)信號時,為噪聲插入損耗;當(dāng)U1、U2為不同模態(tài)信號時,為噪聲抑制比。

其次,確定測試設(shè)備,包括2 個方面。 一是噪聲分離與測試系統(tǒng),包括2 臺常州多極LNF102A50 型LISN,1 臺泰克TDS3052B 數(shù)字示波器,用于構(gòu)建傳導(dǎo)電磁干擾分離測試試驗(yàn)平臺。 為保證試驗(yàn)滿足檢測規(guī)范[5]要求,使用1 塊3 mm 不銹鋼接地平板和1 臺500 W 隔離變壓器提升用電安全。 二是噪聲模擬輸出設(shè)備,包括1 臺函數(shù)發(fā)生器33250A 和一個180°功分器,用于模擬差模傳導(dǎo)干擾噪聲。

下面是測試步驟:函數(shù)發(fā)生器輸出正弦波信號,幅度設(shè)為3 V 峰-峰值,頻率按測試結(jié)果表的頻率順序輸出;180°功分器模擬差模噪聲信號輸出,隨后差模噪聲輸入到LISN 電源輸出端;LISN 監(jiān)測端信號分別輸入到數(shù)字示波器2 個輸入通道;示波器輸入通道耦合選擇AC 耦合,采樣模式設(shè)為16 次平均,垂直擋位使用“AutoSet”自動設(shè)置,水平擋位由計算機(jī)測量程序控制,最好由計算機(jī)讀取示波器的測量波形并計算測量結(jié)果。 需要注意的是:LISN 供電輸入端不加電。 分離網(wǎng)絡(luò)的性能測試連接如圖4 所示。

圖4 分離網(wǎng)絡(luò)的性能測試連接框圖Fig.4 Performance test connection diagram of separated network

最后進(jìn)行數(shù)據(jù)處理。 設(shè)計算機(jī)數(shù)據(jù)處理后所得差模信號幅度為V1、共模信號幅度為V2,以及在此基礎(chǔ)上去掉兩個LISN 進(jìn)行直接測試的差模信號(幅度為V0),則有:

分離網(wǎng)絡(luò)差模和共模干擾測試性能結(jié)果分別如表1 和表2 所示。

表1 分離網(wǎng)絡(luò)差模干擾測試性能結(jié)果表Tab.1 Differential mode interference test results of separated network

表2 分離網(wǎng)絡(luò)共模干擾測試性能結(jié)果表Tab.2 Common mode interference test results of separated network

根據(jù)表2 可知,分離網(wǎng)絡(luò)的插入損耗在10～100 kHz 頻率范圍內(nèi)存在較大損耗。 影響因素主要來源于兩個方面。 一是LISN 在該頻率范圍內(nèi)輸入阻抗與標(biāo)準(zhǔn)50 Ω 存在較大差異。 阻抗失配將導(dǎo)致信號衰減或損耗。 二是數(shù)字示波器使用AC 耦合。 其對100 kHz 以下頻率信號亦有明顯抑制效果。 這里使用AC 耦合主要是為了抑制電源線50 Hz 低頻交流信號在LISN 監(jiān)測輸出端的殘余成分,因此在實(shí)際測試時需對測量結(jié)果進(jìn)行修正處理。 對于差模抑制比和共模抑制比,除個別頻率點(diǎn)外基本小于30 dB,能夠滿足一般電磁干擾現(xiàn)場測試使用需求。

3 分離網(wǎng)絡(luò)的實(shí)測驗(yàn)證

首先,明確測試目的:驗(yàn)證分離網(wǎng)絡(luò)的實(shí)測效果。參考分離網(wǎng)絡(luò)主要應(yīng)用場合,以特定電氣設(shè)備的傳導(dǎo)電磁干擾信號為測試對象,通過比較加載EMI 濾波器前后的信號變化驗(yàn)證分離網(wǎng)絡(luò)的使用效果,測試參數(shù)包括差模干擾和共模干擾的信號頻譜。

其次,確定測試設(shè)備。 一是噪聲分離與測試系統(tǒng),按圖4 配置。 二是噪聲模擬輸出,采用某型號LED 臺燈和EMI 濾波器B3LB-6A,以生成典型傳導(dǎo)電磁干擾噪聲。

測試步驟如下。 首先,220 V 交流電源通過LISN 受試端向被測設(shè)備(臺燈)供電,使用示波器測量LISN 監(jiān)測端輸出干擾信號,通過計算機(jī)信號處理獲得濾波前差模和共模干擾信號頻譜。 其次,在LISN 和被測設(shè)備之間加入EMI 濾波器,再次測量濾波后差模和共模干擾信號頻譜。 在其他設(shè)置方面,示波器輸入通道耦合選擇AC 耦合,垂直擋位使用20 mV/格,水平擋位由計算機(jī)測量程序控制。 分離網(wǎng)絡(luò)實(shí)測驗(yàn)證結(jié)果如圖5 所示。

圖5 分離網(wǎng)絡(luò)實(shí)測驗(yàn)證結(jié)果圖Fig.5 Separated network measurement verification results

圖5 中的直線為標(biāo)準(zhǔn)參考限值[5]。 濾波前,被測設(shè)備的差模和共模干擾比較明顯,相比之下,差模干擾比共模干擾更強(qiáng),幅度相差約10 dB。 若考慮6 dB 安全裕量,則差模傳導(dǎo)電磁干擾可能超標(biāo)。 經(jīng)EMI 濾波后,傳導(dǎo)電磁干擾信號均明顯減少,約10 dB,在10 kHz 至1 MHz 頻率范圍內(nèi)差模和共模干擾抑制效果明顯。 最后,比較參考限值與實(shí)測信號的平均噪聲電平,兩者相差約30 dB,說明本文所設(shè)計傳導(dǎo)電磁干擾噪聲分離測試系統(tǒng)自身顯示平均噪聲電平較低。 這對于分辨低電平噪聲是有利條件。

4 結(jié)論

本文提出一種基于時域測量的傳導(dǎo)電磁干擾分離技術(shù)。 其原理是通過對LISN 輸出信號進(jìn)行時域采樣。根據(jù)差模干擾和共模干擾的定義,使用數(shù)值計算方法實(shí)現(xiàn)傳導(dǎo)電磁干擾的軟件分離和頻譜輸出。 試驗(yàn)證明,該傳導(dǎo)電磁干擾分離方法是切實(shí)可行的。

與標(biāo)準(zhǔn)傳導(dǎo)電磁干擾測試方法相比,該方法使用數(shù)字示波器代替昂貴的EMI 接收機(jī),而且無需獨(dú)立的CM-DM 分離網(wǎng)絡(luò),可以極大地降低測試系統(tǒng)硬件成本,適用于電磁干擾預(yù)兼容測試或后期整改測試。

與半軟分離方法相比,本文提出的方法實(shí)現(xiàn)了傳導(dǎo)電磁干擾全軟分離,無需單模分離網(wǎng)絡(luò),且不存在半軟分離方法的測量同步難題。 經(jīng)驗(yàn)證,該方法在現(xiàn)場傳導(dǎo)電磁干擾測試排查工作中具有較高的實(shí)用價值。