LLC諧振變換型高壓脈沖電源技術研究*

梁澤毅,李睿瑩,陳息坤

(1.上海梅山工業民用工程設計研究院有限公司,上海 200093;2.上海大學 電氣工程系,上海 200093)

0 引言

在激光核聚變、離子束武器、高能微波、電磁發射系統、MARX發生器、雷達發射器等領域,需要大功率脈沖功率電源作為動力源為高壓儲能單元充電,再通過高壓儲能單元的快速放電來獲得脈沖能量。高動態品質、輸出可控的高壓脈沖功率電源是實現脈沖能量輸出的核心。諧振變換器由于其效率高、功率密度大、EMI小、輸入電壓范圍廣等優點得到了越來越廣泛的應用。特別是LLC諧振變換器,能夠在全負載范圍內實現功率開關管的ZVS和整流二極管的ZCS[1-4],從而減小了開關損耗,提高了效率[5-7],優點更為突出。目前,LLC諧振變換器多應用在降壓場合中,關于LLC諧振變換器的研究主要集中在穩態控制策略、穩壓和降壓方面。如:有些文獻指出LLC諧振變換器初級繞組和次級繞組上不均衡的漏感值的分布對變換器電壓增益存在影響[8];有些文獻結合諧振變換器的變頻控制和定頻控制的特點,研究了一種全橋LLC諧振變換器的混合式控制策略[10];也有一些文獻分析了LLC諧振變換器中元件寄生參數的影響[11-12]。綜上所述,現有的研究工作很少專注于將諧振變換器應用于升壓工作模式。其主要原因是寄生參數對電路的影響使得諧振變換器的運行不穩定,從而造成電路工作狀態的不穩定和不可控。

本文深入分析了寄生參數對高升壓LLC諧振變換器的影響,通過合理設計高頻變壓器,最大程度降低了寄生參數對諧振變換器系統的影響。在理論分析的基礎上,設計了一種能實現穩定輸出高壓的LLC諧振變換器,并已經應用于高壓脈沖功率系統。

1 主電路拓撲

本文所研究的高壓脈沖電源對整機體積、重量和散熱面積等有比較高的要求,為了實現高效率的能量變換,減少整機的功率損耗,采用LLC諧振變換器實現功率器件的軟開關過程是必然選擇,相應的主電路拓撲如圖1所示。該電路拓撲與傳統的LLC諧振變換器的最大區別在于前者所采用的隔離高頻變壓器具有較大的升壓比。傳統的諧振軟開關電路拓撲多應用于降壓或穩壓電路,較少應用于高升壓電路,主要原因是高升壓比的高頻變壓器寄生參數對電路的影響較大,從而造成電路的不穩定和不可控。設計一款有穩定高壓輸出的LLC諧振變換器要保證滿足如下條件:首先,要保證在高升壓情況下,LLC諧振變換器的開關管可以實現全負載情況下的ZVS;其次,要保證在正常負載和變載情況下電路都可以輸出穩定的高壓。為了較好地解決高頻變壓器的磁通平衡問題,采用了H型半橋式LLC諧振軟開關主電路拓撲架構。

圖1 考慮寄生參數的電路模型

繞組層間以及匝間的靜電場作用是形成高頻變壓器分布電容的重要原因,其大小與變壓器的繞組布局和繞法、結構、材質等有關,并且和繞組空間中所存儲的電場能量成正比。研究表明,與層間的電場儲能相比,同層繞組相鄰匝間的電場儲能可以忽略,因此一般只考慮繞組層間分布電容。高升壓LLC諧振變換器的變壓器匝比n>1,且副邊的線圈匝數比原邊多若干倍,在變壓器的原邊與副邊間存在耦合電容,原邊副邊也各自存在寄生電容,因為副邊線圈匝數多、層數多,因此變壓器副邊的寄生電容對電路的影響因素更不可忽略,有必要深入分析寄生電容對變壓器增益的影響。圖1中,C1、C2分別為分壓電容,兩者的容量基本相等;S1、S2為采用IGBT的諧振開關,T為高升壓比的高頻變壓器;Cr、Lr分別為附加的諧振電容和諧振電感;Cq1、Cq2分別是IGBT功率開關S1、S2的寄生電容;Lm是勵磁電感,Cp、Cs分別是高頻變壓器一次、二次側的等效寄生電容。

2 寄生參數對開關管ZVS的影響及解決方法

圖2 等效電路模型

因為死區時間很短,所以勵磁電感可以等效為一個電流源。功率開關管ZVS的實現,是在死區時間內勵磁電感Lm對功率開關管的電容進行充放電,把一個電容上的電荷完全轉移到另一個電容上,從而實現開關管的零電壓開通。現在大部分研究都關注整流側二極管的寄生電容對死區時間的影響,很少有文獻深入分析變壓器寄生電容的影響。當變壓器存在寄生電容時,勵磁電感除了對功率開關管的電容進行充放電外,還要對變壓器寄生電容進行充放電,這將影響電路的死區時間。因此我們需要設計合理的死區時間來保證功率開關管的ZVS工作狀態。由圖2所示的等效電路可得:

(1)

為保證功率開關管實現ZVS狀態,整理可得到死區時間需滿足的約束為:

(2)

式中,im為變壓器勵磁電流,無寄生電容的高升壓LLC諧振變換器電路增益如式(3)所示:

(3)

式中,k為變壓器的變比,Fn=f/fr。因為Cr的值遠大于Cq1、Cp、Cs,Q=(Lr/Cr)1/2/Rac。依據式(3),可以研究理想狀態(無寄生電容條件下)的增益變化規律,在MATLAB里構建系統的仿真模型,并進行仿真分析,得到仿真曲線如圖3所示。

圖3 無寄生電容的電壓增益曲線

在實際電路拓撲條件下,當考慮寄生電容時,可以得到電路電壓增益如式(4)所示:

(4)

同理,在MATLAB里構建系統的仿真模型,并進行仿真分析,可以得到此時電壓增益變化情況的仿真曲線,如圖4所示。

圖4 有寄生電容的電壓增益曲線

在圖3和圖4中,橫軸是f/fr,縱軸是變壓器增益M。高升壓LLC諧振變換器要求電路的增益大于1。從圖3可以看出,可以選擇兩種方式:一種是選擇f=fr,此時增益為1,電路效率最高,但是不易調節;當需通過調節電路的頻率改變電壓時,若調節至f>fr,則不能實現開關二極管的ZCS,從圖4可以看出,此時變壓器的增益發生了變化,因此無法控制輸出電壓。另一種是選擇f

3 高頻變壓器的繞組設計

在LLC諧振變換器中,高頻變壓器的設計合理性是有效減少高頻變壓器分布參數(包括寄生電容)的重要保障。常見高頻變壓器繞組的繞制方法如圖5所示。

(a) C型繞制變壓器

(b)Z型繞制變壓器

(c)分段繞制變壓器圖5 高頻變壓器繞組的繞制方法

本文在研究過程中,采用能最大程度減少寄生電容的繞制方法,即分段式和Z型繞制法混合使用,來繞制高頻變壓器繞組,分段式和Z型繞組的電壓分布如圖6所示。

(a)分段式繞制

(b) Z型繞制圖6 分段式和Z型繞組的電壓分布

將變壓器分成若干段,先繞第一段的第一層,然后繞制第二層,繞完第一段后再繞第二段,以此類推。每一小段采用Z型繞制法,這樣每一小段上兩層的匝間電壓差大大減小。這種繞制方法的好處是可以最大限度地減小寄生電容,相應地也減少了寄生參數對LLC諧振變換器工作特性的影響。

4 系統仿真研究

在MATLAB/Simulink仿真環境下對高升壓LLC諧振變換器進行不同負載狀態下的仿真研究,驗證理論設計的正確性。

4.1 固定負載下的仿真結果

圖7為在額定負載狀態下,進行系統運行穩定性研究的仿真波形。由圖7可知,在固定負載條件下,LLC諧振變換器可以輸出穩定的2kV電壓,并且開關管可以工作在ZVS狀態。

(a) 輸出電壓仿真波形(500v/div, 0.5s/div)

(b)諧振槽電壓電流仿真波形(20v/div, 50μs/div)圖7 固定負載下的仿真波形

4.2 變載下的仿真結果

進行變載條件下的仿真,可以研究系統的動態響應性能。從圖8可以看出,在1.4s左右時從滿載突卸到半載,輸出電壓瞬時有微小的上升,經過控制系統電壓調節器的閉環PI控制,LLC諧振變換器的輸出迅速恢復到給定值,表明該電路系統有良好的穩定性和可控制性。

(a)突減負載時的輸出電壓波形(500v/div, 0.5s/div)

(b)突減負載時的輸出電壓波形(局部放大,200v/div, 0.2s/div)圖8 變載下的仿真波形

5 實驗驗證

整個LLC諧振變換器系統的組成架構如圖9所示。

圖9 高升壓LLC諧振變換器控制系統架構

系統以dsPIC33EP256MU810處理器為核心,由半橋諧振變換器主電路和相應的各種功能單元組成完整的控制系統。

5.1 滿載穩態工作實驗

電路工作在滿載狀態下的穩態實驗波形如圖10所示,由該波形圖可知,系統可以穩定輸出2kV的電壓,且輸出電壓波形穩定,表明控制系統工作穩定性良好。

圖10 滿載時輸出電壓波形(500v/div, 100μs/div)

5.2 不同負載下的動態實驗

由滿載突卸到半載時的輸出電壓波形如圖11所示,由實驗波形可知,系統在突卸負載狀態下,輸出電壓能夠快速恢復到設定狀態,可以穩定輸出2kV電壓,且輸出電壓波形穩定,表明控制系統具有良好的動態性能。

圖11 滿載到半載輸出電壓波形(500v/div, 1s/div)

6 結論

本文深入分析了寄生參數對高升壓LLC諧振變換器的影響,通過合理設計高頻變壓器,最大程度降低了寄生參數對諧振變換器系統的影響。在理論分析的基礎上,設計了能實現穩定輸出高壓的LLC諧振變換器,并進行了實驗研究,實驗結果驗證了本文理論分析的合理性,研究成果有較大工程應用價值。