新型多模諧振器的陷波超寬帶小型化濾波器

高明明，李春晨，南敬昌，宋楊

(1.遼寧工程技術大學電子與信息工程學院 遼寧葫蘆島 125105；2.大連海事大學信息科學技術學院 遼寧大連 116086)

超寬帶(ultra-wideband,UWB)系統由于其固有的高速無線通信能力而得到發展。超寬帶濾波器是UWB 系統前端的重要組成部分，它影響著整個系統的性能。但是近些年來，超寬帶帶通濾波器發展存在一些困難，超寬帶系統雖然能夠覆蓋3.1～10.6GHz 的頻帶，但容易受到無線局域網(wireless local area network,WLAN)、國際電信聯盟(international telecommunication union,ITU)等系統的干擾，所以需要具有在UWB 通帶內具有陷波帶的小型化超寬帶濾波器。

文獻[1]實現了首款使用階躍阻抗組成的多模諧振器(multi-mode resonator,MMR)的超寬帶濾波器。文獻[2]諧振器由低阻抗方形環和高阻抗線加載開路枝節所組成，該諧振器在UWB 頻帶范圍內具有5 個諧振模式。文獻[3]展示了由一對諧振器相互耦合所組成的濾波器，這種結構通過適當控制高低阻抗之比來調諧傳輸零點以達到擴展阻帶的效果，該濾波器阻帶在10.9～25.0GHz 插入損耗大于20dB。文獻[4-6]都是由一根高阻抗微帶線上連接多個特定形狀的開路枝節所組成的多模諧振器濾波器，且文獻[6]具有較好的帶外抑制特性。文獻[7]提出了一種由雙環諧振器的水平和垂直方向上加載開路短截線而構成的濾波器，該濾波器帶內均勻分布5 個諧振模式，左右兩邊過渡帶各引入傳輸零點以提高選擇性。

為了避免其他通信系統對UWB 系統的干擾，需要一種具有陷波特性的UWB 濾波器，文獻[8-9]通過增加開路短截線和引入非對稱雙線耦合結構，實現了多個陷波濾波效果，在不增加濾波器尺寸的情況下，陷波具有較高的可調節性。文獻[10-11]通過在微帶傳輸線上刻蝕U 形槽，在通帶內得到固定頻段的陷波。文獻[12]提出了一種結構緊湊、高選擇性的三陷波超寬帶濾波器，通過加載耦合線在通帶內引入3 個傳輸零點。文獻[13-14]使用雙模階躍阻抗諧振器與主諧振器耦合，產生了雙頻陷波特性。文獻[15-16]在頂面加載微帶線共面波導結構，使其垂直耦合于位于接地面縫隙中多個諧振器，從而在通帶內實現雙頻陷波特性。

本文在文獻[1]階躍阻抗型多模諧振器的基礎上，得到新型多模諧振器；該諧振器是由中間部分的低阻抗扇形面和兩側兩個相同的高阻抗傳輸線組成，同時在扇形低阻抗截面中央和兩側開設圓形槽、矩形槽，以及在諧振器兩端的高阻抗線上加載開路短截線，從而產生多個諧振模式。之后在扇形面上加載開路枝節，使得在通帶內引入多個陷波，以避免對超寬帶系統的干擾。相較于其他陷波超寬帶濾波器有著更優秀的陷波特性和上阻帶表現特性，且具有尺寸小的優勢。

1 超寬帶濾波器理論與分析

1.1 新型多模諧振器設計

圖1 展示了諧振器的演變過程，傳統的矩形多模諧振器(MMR)的結構如圖1a 所示，它以傳輸線理論的方式進行研究，即在奇模等效電路的對稱面上短路，而在偶模等效電路的對稱面上開路。圖1b為改進后的諧振器，若設低阻抗線的總電長度為2θ2，第一次改進是保持低阻抗線的總電長度2θ2的同時，在其沿著垂直方向放置兩個高阻抗線。由于通帶取決于高阻抗線和低阻抗線的阻抗比，所以要保持平均阻抗，即為了保持低阻抗線的平均寬度，如圖1c 第二次改進采用了弧形切割，所得到的扇形中間部分與矩形MMR 低阻抗的高度相同。

圖1 諧振器演變過程

最后，在扇形低阻抗截面中央和兩側刻蝕圓形槽、矩形槽，以及在諧振器兩端的高阻抗線上加載開路短截線得到的新型多模諧振器如圖1d 所示，相較于傳統的矩形MMR 結構，總的截面金屬面積減少了30%以上。

1.2 新型多模諧振器仿真

圖2 為4 種不同諧振器組成的超寬帶濾波器在弱耦合情況和強耦合情況下S21參數的對比。

圖2a 對比了各種諧振器在弱耦合情況下的S21參數。從圖中可知，新型多模諧振器相較于其他諧振器具有更多的諧振模式。通過在扇形低阻抗截面中央和兩側開設圓形缺口、矩形缺口，使得在第二次改進后的諧振器中引入新的諧振模式；諧振器兩端的高阻抗線上加載開路短截線，在高頻處額外引入兩個諧振模式。

不同諧振器通過強耦合作用下所組成的濾波器之間的S21參數對比如圖2b 所示。從圖中可知，在諧振器兩端的高阻抗線上加載開路短截線的濾波器相較未加載開路短截線的濾波器具有更寬的通帶；而通過在扇形低阻抗截面中央和兩側分別開設圓形缺口、矩形缺口的濾波器具有更好的帶內平坦度。

新型多模諧振器所組成的濾波器結合以上兩種諧振器的特點，在具備良好的帶內平坦度的同時，還具有更寬的通帶；且該濾波器在高頻處有著較好的帶外抑制特性和矩形系數。

1.3 新型多模諧振器分析

該新型多模諧振器關于虛線軸對稱，如圖3a所示。這種對稱結構的等效奇偶模結構如圖2b、2c所示，Y為各個枝節的特性導納，其中Yin,odd、Yin,even分別為奇模輸入導納和偶模輸入導納，且Y1=Y3，Y2=Y4，Y5=Y6。θ 為各枝節對應的電長度，L為各枝節的長度，其中L2=L4。

圖2 S21 參數對比

圖3b 顯示了諧振器在奇模激勵的作用下，對稱面呈現短路的特性，奇模輸入導納可以表示為：

式中，

發射機的互調發射(IM)是由于發射機末級功率放大器包含非線性元器件，當同時存在多個信號時，這些信號間由于相互調制而產生增生信號[1,2].當發射機距離較近，如一個基站或一個軍用平臺上通常有多部發射機，發射機互調易于發生，若沒有準確掌握發射機的互調特性，則同一區域內的其它無線電設備就存在被干擾的潛在風險.

對于圖3c 中所示的偶模激勵下的等效電路圖，可以相同的方式求得偶模輸入導納：

圖3 奇偶模分析

若令k1=Y1/Y2、k2=Y3/Y5，則該諧振器的諧振頻率通過式(1)和式(3)中Yin,odd=0,Yin,even=0，可得到：

式中，θ1=βL1；θ2=βL2；θ3=βL3；θ4=βL4；θ5=βL5；θ6=βL6；β是受工作頻率影響的相位常量。從式(6)、式(7)可知，諧振器的奇模諧振頻率與傳輸線L1、L3和開路枝節L2、L4有關，而偶模諧振頻率不僅與傳輸線L1、L3和開路枝節L2、L4有關，還與異形傳輸結構L5、L6有關。

之后，奇模反射系數Γin,odd由整個系統的特性導納Yo表示：

同樣地，偶模反射系數Γin,even則表示為：

最后，濾波器的回波損耗S11和插入損耗S21可以根據以下公式得到：

圖4a 是在改變L2、L4時對諧振頻率的影響，固定圖3a 中L1=3.9 mm，L2=L4，L3=0.9 mm，L5=6.9 mm，L6=5.11 mm。可以觀察到，當L2和L4從2mm 逐漸增加到3.4mm，fm5和fm6有著明顯的向低頻移動的趨勢，fm1和fm2略微向低頻移動，fm3和fm4基本沒有變化。

圖4b 是在改變圓形缺口半徑r時諧振頻率的變化情況，固定圖3a 中L1=3.9 mm，L2=L4=2.3 mm，L3=0.9 mm，L5=6.9 mm，L6=5.11 mm?？梢杂^察到，當r從1mm 逐漸增加到2.3mm，fm3和fm4有著明顯的向低頻移動的趨勢，fm1略微向低頻移動，fm2略微向高頻移動，fm5和fm6基本沒有變化。

以上公式的推導過程完成了對濾波器的奇偶模分析。

諧振器的諧振頻率根據式(11)可定義為S21=0，也可以定義為Yin,odd?Yin,even=0。圖4 顯示了在弱耦合下新型多模諧振器的諧振特性，前6 個諧振頻率分別為fm1、fm2、fm3、fm4、fm5和fm6，這些諧振頻率形成濾波器的通帶。通過固定其他參數值，分別改變開路枝節L2和圓形缺口半徑r這兩個關鍵變量，得到諧振器的本征模求解特性曲線。

圖4 新型多模諧振器的諧振特性

2 具有陷波特性的超寬帶濾波器設計

為了避免WLAN 頻段(5.150～5.825GHz)和國際電信聯盟頻段(8.01～8.50GHz)的干擾，在UWB 濾波器的通帶內引入陷波頻帶。本文在諧振器的對稱面加載開路短截線，相當于在偶模等效電路加入新的特性導納枝節，通過改變枝節尺寸，將兩個陷波頻帶引入通帶內。圖5a 展示了本文提出的具有陷波特性的超寬帶濾波器在電路板上的結構布局，圖5b 為圖5a 中的等效模型，在新型多模諧振器的基礎上加入陷波結構，圖5a 中的L1與L7構成的交指耦合平行線結構可等效為一個J 型變換器，輸入輸出端口(邊長為1.4mm 的方形貼片結構)阻抗Z0設定為50Ω。

圖5 具有陷波特性的超寬帶濾波器

2.1 陷波特性分析

圖6 顯示了由新型多模諧振器構成的超寬帶濾波器在對稱面加載不同長度的開路短截線對陷波頻率的影響。圖6a 中濾波器加載單個開路短截線時，通帶內引入傳輸零點，產生了單個陷波。在該陷波中心頻率下，電流集中分布在該短截線上，而當L10的取值變化時，該陷波中心頻率也會隨之發生改變。

圖6b 在圖6a 的基礎上再加載一條開路短截線，此時通帶內高頻處產生第二陷波，在該陷波中心頻率下，電流集中分布在兩個短截線上，通過固定L10=4.2 mm，使L11的取值變化，可以觀察到，第二陷波中心頻率也會隨之改變，第一陷波中心頻率基本保持不變。

圖6 濾波器S 參數實測與仿真結果對比

對比圖6c，電流分布圖中L10=L11=3.87 mm，在8.25GHz 下，輸入輸出端口均有電流分布，且當L10=L11取值變化時，第一陷波的中心頻率隨之移動，第二陷波衰減不明顯甚至消失。這是由于兩條開路短截線的長度不同，導致兩條路徑上的信號在某一處相位偏轉，從而在通帶內獲得了窄帶陷波。

2.2 具有陷波特性的超寬帶濾波器仿真與測試

經過上述分析，本文提出的新型多模諧振結構可設計具有陷波特性的超寬帶濾波器，利用HFSS 電磁仿真軟件對其進行設計、仿真和優化。陷波超寬帶濾波器的最終尺寸如表1 所示，并按照給出的尺寸進行實物制作。圖7 的實物采用介質基板Rogers RT/duroid6006，相對介電常數為6.15，損耗角正切為0.0019，基板厚度為0.635mm，尺寸大約為0.34λg×0.34λg(λg為中心頻率的波長)。

表1 陷波超寬帶濾波器尺寸參數

利用矢量網絡分析儀Agilent N5247A 對濾波器實物進行測試。圖7 展示了濾波器S參數實測與仿真結果對比，實測濾波器通帶在3.60～11.55 GHz 之間，相對帶寬為105%，通帶中心頻率插入損耗為0.42dB，除陷波帶回波損耗大于15.76dB，在23GHz 以下帶外插入損耗大于14.42dB。兩個陷波的中心頻率分別為5.48GHz 和8.3GHz，衰減分別達到38.8dB 和16.1dB。

圖7 濾波器群時延實測與仿真結果對比

圖8 為濾波器群時延實測與仿真結果對比，可以觀察到，除了兩個陷波帶外，實測所得的通帶內群時延小于0.4ns，而在陷波帶內和通帶截止頻率附近，由于對這幾個頻段信號的抑制，群時延急劇增大。實物測試與仿真結果具有良好的一致性，但是仍存在著一些細小的差別，主要原因為加工誤差、測試環境和仿真精度等所產生的影響。

圖8 陷波特性分析

表2 展示了本文濾波器與其他濾波器參數對比。從表中可以看出，本文設計的陷波超寬帶濾波器具有更好的通帶特性，且相較于其他陷波超寬帶濾波器有著更優秀的陷波特性和上阻帶表現特性，同時具有尺寸小的優勢。

表2 本文濾波器與其他濾波器參數對比

3 結束語

本文提出了一種新型多模諧振器的陷波超寬帶小型化濾波器，該濾波器在傳統階躍阻抗諧振器的基礎上，得到結構緊湊的新型多模諧振器，實現了從3.60～11.55GHz 的超寬帶通帶，并在此基礎上引入中心頻率為5.48GHz 和8.3GHz 的雙頻陷波特性，以避免WLAN 頻段和國際電信聯盟規定頻段對超寬帶系統的干擾，陷波帶衰減分別達到38.8dB和16.1dB。同時，該濾波器通帶中心頻率插入損耗為0.42dB，回波損耗(除陷波帶)大于15.76dB，帶外23GHz 以下阻帶插入損耗大于14.42dB，具有良好的帶外抑制能力和良好的通帶性能。