輸入串聯型變換器集成變壓器的分布電容影響機制與繞組布局方法

孟 濤 安彥樺 賁洪奇

輸入串聯型變換器集成變壓器的分布電容影響機制與繞組布局方法

孟 濤1安彥樺1賁洪奇2

（1. 黑龍江大學機電工程學院 哈爾濱 150080 2. 哈爾濱工業大學電氣工程及自動化學院 哈爾濱 150001）

基于變壓器集成的輸入串聯型變換器具有各串聯電路自然均壓、結構簡單的優勢，適合高壓輸入多輸出場合應用。在高壓場合，集成變壓器的分布電容儲能對變換器影響較大。以該類輸入串聯型雙開關反激式變換器為研究對象，對集成變壓器分布電容的影響進行深入研究。在對集成變壓器一次繞組各類分布電容儲能進行分析的基礎上，提出一種可有效抑制分布電容影響的該類集成變壓器繞組布局方法。最后，在已搭建的該類輸入串聯型變換器實驗平臺上進行實驗研究，實驗結果驗證了理論分析的正確性以及所提方法的可行性。

輸入串聯 集成變壓器 分布電容 繞組布局

0 引言

近年來，隨著高壓場合的逐漸增多，各種高壓變換器得到了廣泛的研究，而如何降低各器件電壓應力一直是該類變換器的研究重點。目前，降低變換器電壓應力的常用方法有三種：①采用多電平技術；②采用開關管串聯；③采用多個電路在輸入側串聯[1-3]。隨著電平數量的增加，多電平直流變換器結構的復雜程度將顯著增加，因此，多電平技術通常應用于中、大功率場合；采用開關管串聯時，相關功率器件的電壓應力可以得到有效抑制，而變換器中磁性器件的高壓問題并未得到解決；采用多個電路在輸入側串聯時，每個串聯電路均分輸入電壓，各電路中功率器件和磁性器件的電壓應力均得到有效抑制。

確保每個串聯電路間電壓與電流的均衡是各類輸入串聯型變換器研究的重要任務。多年來，研究人員針對各類輸入串聯型變換器提出了大量專門的均壓、均流控制環節，有效實現了各電路間電壓與電流的均衡[3-8]。然而，引入各種專門的控制環節后，變換器控制系統的復雜程度顯著增加，因此，目前已有的各種均壓、均流環節一般都在中、大功率場合應用。此外，研究人員還對一些具有自然均壓、均流能力的輸入串聯型變換器進行了一定的研 究[9-11]。其中，各串聯電路同步工作，且共用一套控制電路，在不增加任何控制環節的情況下，即可實現各電路間電壓與電流的均衡。該類變換器的應用視其拓撲本身而定，如各串聯電路采用正激、反激等拓撲，則適合中、小功率場合。然而，由于各串聯電路采用輸出并聯或串聯的方式，該類變換器不適合要求多路輸出的應用場合。文獻[12-13]提出輸入串聯多輸出型變換器，然而，該類變換器的輸入均壓效果受多路負載的影響較大，因此，主要應用在一些多路負載一致性較好的場合，如作為模塊化輸入串聯型變換器的多輸出輔助電源。

近年來，研究人員還對一類基于變壓器集成方式的輸入串聯型變換器進行了一定的研究。其中，各串聯電路共用一個集成變壓器，通過增加變壓器二次繞組的方式即可實現該類變換器的多路輸出。按各串聯電路工作模式的不同，該類變換器有交錯式和同步式兩種，其典型研究如下：文獻[14-15]提出一種輸入串聯交錯式變換器，其中，兩個正激式串聯電路交錯運行，集成變壓器雙向勵磁，具有磁心利用率高的優勢；文獻[16-19]針對一系列輸入串聯同步式變換器進行研究，其中，各串聯電路（分別采用正激、反激及全橋拓撲）同步工作，通過集成變壓器各一次繞組的耦合實現自然均壓，且均壓效果不受各輸出電路的影響。目前，對于該類變換器的研究主要集中在輸入均壓效果的分析與優化等方面，尚未有專門針對該類集成變壓器設計、制造等方面研究的報道。

在實際中，各類變換器均不同程度地受到高頻變壓器寄生參數的影響。高頻變壓器的寄生參數主要包括漏感和分布電容，在變壓器的設計過程中，通常對變壓器漏感的影響非常重視，而對分布電容的影響考慮較少[20-21]。分布電容寄生在變壓器各繞組的匝間與層間，在變換器的運行過程中，由于各繞組電壓不斷變化，使得分布電容的儲能在每個開關周期內均有變化。分布電容儲能的變化導致了分布電容與主電路及變壓器本身均發生高頻諧振，造成功率器件和變壓器損耗的增加，降低了變換器運行的可靠性[22-25]。由于分布電容的儲能隨著變換器電壓等級的增加而增加，因此，在高壓場合，變壓器分布電容的影響不容忽視。

基于變壓器集成的輸入串聯型變換器主要應用于高壓場合，因此，集成變壓器的分布電容儲能對該類變換器的影響較大。為此，本文以該類輸入串聯型雙開關反激式變換器為研究對象，對集成變壓器分布電容的影響進行深入研究，在對集成變壓器一次繞組各類分布電容儲能進行分析的基礎上，提出一種可有效抑制分布電容儲能的該類集成變壓器繞組布局方法。

1 輸入串聯型變換器及其集成變壓器

1.1 輸入串聯型變換器的基本工作過程

基于集成變壓器的輸入串聯型反激式變換器如圖1所示，圖中，（≥1）個串聯電路具有相同的元器件及參數，如開關管（S11, S12, S21, S22,…, S1, S2）、二極管（VD11, VD12, VD21, VD22,…, VD1, VD2）以及電容（i1=i2=…=iN），各串聯電路共用一個集成變壓器與（≥1）個輸出電路。集成變壓器各一次繞組（PW1, PW2,…, PW）具有相同的自感（p1=p2=…=pN）與匝數（p1=p2=…=pN=p/,p為個一次繞組總匝數）；lk1,lk2,…,lkN為等效漏感；s1,s2,…,sn為各二次繞組（SW1, SW2,…, SW）匝數；o1,o2,…,on為輸出濾波電容。該變換器各串聯電路同步工作，通過集成變壓器各一次繞組的耦合實現自然均壓，其均壓效果不受各輸出電路的影響。

圖1 基于集成變壓器的輸入串聯型反激式變換器

下面以=2和=2為例介紹該變換器的工作過程。這里假設：①電路中元器件均為理想元器件；②輸出濾波電容足夠大，分析中認為輸出電壓恒定；③忽略各串聯電路間的電壓、電流差異。在一個開關周期內，變換器主要有三個工作階段。階段1和2的等效電路如圖2所示。

圖2 階段1和2的等效電路

階段1（0,1）：變換器的等效電路如圖2a所示。0時刻，所有開關管導通，集成變壓器各一次側電感儲能逐漸增加。本階段，各一次繞組電壓為A1-B1=A2-B2=i/2。

階段2（1,2）：變換器的等效電路如圖2b所示。1時刻，所有開關管關斷，集成變壓器一次側電感能量轉移至二次側，并向負載傳輸。另外，集成變壓器漏感能量向輸入側回饋，該過程于2時刻結束。本階段，各一次繞組電壓為：A1-B1=A2-B2=-i/2。

階段3（2,3）：2時刻以后，集成變壓器一次電流為零，二次側電感能量繼續向負載傳輸，各一次繞組電壓為A1-B1=A2-B2=-o1p1/s1。到3時刻，開關管再次導通，變換器進入下一個開關周期的工作中。如果變換器工作于電流斷續模式，則本階段在二次側電感電流降為零后，各一次繞組電壓變為A1-B1=A2-B2=0。

1.2 集成變壓器的各類分布電容及其影響

圖1中的反激式集成變壓器主要有五種分布電容：①單個一次繞組分布電容；②一次、二次繞組之間分布電容；③一次繞組之間分布電容；④單個二次繞組分布電容；⑤二次繞組之間分布電容。該變換器的輸出電壓一般遠低于輸入電壓，因此，在集成變壓器的設計中，二次繞組上各類分布電容（單個二次繞組分布電容和二次繞組之間分布電容）的影響通常可以忽略，而與一次繞組相關的各類分布電容必須考慮。

單個一次繞組分布電容與一次、二次繞組之間分布電容同樣存在于其他常規變壓器中，它們的特征為：

（1）單個一次繞組分布電容通常包括匝間和層間電容兩部分（由于電壓較高，繞組一般采用多層結構），二者分別分布在每層繞組的匝與匝之間，以及繞組的層與層之間，由于此類電容的存在，相當于每個一次繞組都并聯一個等效電容，目前針對該類電容的研究主要圍繞其儲能展開[23-25]。

（2）一次、二次繞組之間分布電容分布在一次和二次繞組之間，通常由開關電路產生的共模噪聲通過此類電容向變換器輸出側傳輸，一般采用在一次、二次繞組間增加屏蔽層的方法可限制該噪聲的傳輸[26-27]。

一次繞組之間分布電容是該集成變壓器所特有的，該類電容分布在集成變壓器多個一次繞組之間。由于各一次繞組之間存在電位差，此類電容也將存儲一定能量。下面借鑒單個一次繞組分布電容的等效建模方式，以=2為例對此類電容進行集中化建模。為了簡化分析，這里首先考慮每個一次繞組采用單層繞制的情況。

單層一次繞組PW1和PW2有兩種基本布局方式：同向和反向布局，PW1和PW2之間的集中電容模型如圖3所示。在繞組端部利用兩個電容代替分布電容，得到用來表征PW1和PW2之間分布電容的4個集中等效電容（11、12、21、22）。經過對單個一次繞組分布電容以及一次繞組之間分布電容進行集中化建模之后的反激式集成變壓器如圖4所示，圖中，1和2為單個一次繞組分布電容的集中等效電容。在變換器的運行過程中，近似地認為單個一次繞組分布電容和一次繞組之間分布電容的能量分別存儲于電容1、2和11、12、21、22上。

圖3 PW1和PW2之間的集中電容模型

圖4 帶分布電容的反激式集成變壓器

由圖2和圖4可以得到，在變換器運行的各個階段，1、2和11、12、21、22的電壓變化情況，見表1。表中，i/2≥o1p1/s1。可以看出，在每個開關周期內，1、2和21、22的電壓變化較大，其儲能變化對變換器造成一定影響，而11、12的電壓不變，其儲能對變換器不造成影響。

表1 各電容的電壓變化情況

Tab.1 Voltage varying of each capacitor

結合該變換器的工作過程可以得出，1、2和21、22對變換器的影響主要發生在各開關管的導通與關斷時刻：開關管導通時，由于各電容的快速充、放電（分布電容與主電路發生高頻諧振），各開關管出現較大的電流尖峰；開關管關斷時，電容與集成變壓器一次側各電感發生諧振，導致損耗增加。上述影響主要由各電容的儲能變化決定，1、2和21、22的儲能越大，變換器受到的影響就越嚴重。在高壓場合，由于分布電容的儲能較大，對變換器的影響也相對較大。

2 集成變壓器的分布電容儲能分析

在高壓場合，集成變壓器各一次繞組一般采用多層結構。個多層一次繞組有兩種基本的布局方式：集中式布局和交錯式布局。個多層一次繞組的布局方式如圖5所示（這里以兩層結構為例給出，并考慮繞組為緊密繞制的情況）。由文獻[17]可知，該類變換器通過集成變壓器各一次繞組的耦合實現自然均壓，各串聯電路的電壓、電流差異隨著各電路間器件參數誤差的增加而增大。相比之下，集中式布局的一次繞組耦合較差，另外，由于各繞組繞制在繞線骨架的不同層，它們之間的長度、內阻以及與二次繞組之間的漏感等參數均有一定的差異。因此，集中式布局不適合該集成變壓器的個一次繞組，下面主要針對圖5中層層交錯式布局的一次繞組進行分析。

圖5 N個多層一次繞組的布局方式

2.1 單個一次繞組分布電容的儲能

對于多層一次繞組而言，由于繞組匝數較多，匝間電壓較低，匝間電容儲能通常遠小于層間電容儲能，因此，這里主要對其層間電容儲能進行分析。

多層繞組有兩種基本結構：C形和Z形。如圖6所示為PW1的相鄰兩層結構及其層間電壓分布，其中，兩種結構繞組的層間電壓分別為

圖6 兩種多層繞組結構及其相鄰層間電壓分布

Fig.6 Two multiple-layer winding structures and their voltage distribution within the adjacent layers

式中，為繞組層數；為每層繞組高度。

由式（1）可得兩種結構PW1層間電容儲能為

式中，為絕緣材料的介電常數；1為繞組平均匝長；1為平均層間距；為導線半徑，=/(2p1)。

這里考慮個一次繞組結構相同，由式（2）可得，兩種結構的個一次繞組總的層間電容儲能分別為

式中，i=i1（忽略各串聯電路的輸入電壓差異）。

由式（2）和式（3）可以得出，由于層間電容儲能相對較小，Z形結構更加適合各一次繞組；層間電容儲能隨著輸入串聯電路數的增加而減少。

2.2 一次繞組之間分布電容的儲能

圖7為層層交錯式布局的一次繞組，圖中，每個繞組（層）采用Z形結構，個繞組每層采用同向布局的方式，為每層繞組匝數，=p1/。為了簡化說明，圖中只給出變壓器繞線骨架的一半截面，另外，此處暫不考慮二次繞組的布局。圖8為個一次繞組每層的連接方式及其電位分布。由變換器的工作過程可知，各一次繞組的最大正向、反向電壓分別出現在階段1和2中，因此，下面以兩個階段為例分析個一次繞組之間分布電容儲能變化情況。

圖7 層層交錯式布局的一次繞組

圖8 一次繞組每層的連接方式與電位分布

按照圖7所示的布局方式，可將集成變壓器的一次繞組之間分布電容分為兩個類型：

（1）類型1：分布在個一次繞組相同層之間的分布電容，例如，分布在PW1和PW2第1層繞組之間的分布電容12-11，如圖9a所示。

（2）類型2：分布在個一次繞組不同層之間的分布電容，例如，分布在PW1第1層繞組和PW第2層繞組之間的分布電容1N-12，如圖9b所示。

圖9 兩類一次繞組之間分布電容

12-11和1N-12的電壓分布如圖10所示。結合圖8所示電位分布可以得到，12-11在階段1和2的電壓分布情況，如式（4）和圖10a所示；1N-12在階段1和2的電壓分布情況，如式（5）和圖10b所示。

圖10 C12-11和C1N-12的電壓分布

Fig.10 Voltage distribution of C12-11 and C1N-12

由式（4）和式（5）可以得到，12-11和1N-12在階段1和2之間的儲能變化情況分別為

式中，12-11和1N-12為相應層的繞組平均匝長；12-11和1N-12為相應層的平均層間距。

由上述分析可以得出如下結論（上述分析以12-11和1N-12為例進行，如果對兩個類型中的其他分布電容進行儲能分析，可得到相同的結果）：

（1）以12-11為代表的個一次繞組之間分布電容（類型1）在每個開關周期內儲能不變，因此，該類分布電容對變換器的運行不產生影響，在分布電容的等效模型中，相當于圖4中的11和12。

（2）以1N-12為代表的個一次繞組之間分布電容（類型2）在每個開關周期內儲能變化，因此，該類分布電容對變換器的運行產生影響，在分布電容的等效模型中，相當于圖4中的21和22。

3 集成變壓器的繞組布局優化

集成變壓器的單個一次繞組分布電容與一次繞組之間分布電容儲能對變換器的影響在高壓場合不容忽視。為了抑制分布電容影響，下面對集成變壓器繞組布局的優化設計進行研究。

3.1 單層一次繞組布局方法

由式（3）和式（7）可知，增加集成變壓器個一次繞組不同層之間的層間距可有效抑制其單個一次繞組分布電容以及一次繞組之間分布電容（類型2）的儲能。這種方法原理簡單，直接在相關層間進行絕緣填充即可實現，然而，這將造成變壓器磁心窗口利用率的下降。

如果集成變壓器的個一次繞組采用單層繞制結構（=1），單層一次繞組及其匝間電容如圖11所示，則每個一次繞組不存在層間電容，一次繞組之間分布電容（類型2）也不存在。此時，由于一次繞組之間分布電容（類型1）對變換器不產生影響，因此，只有每個繞組的匝間電容儲能對變換器的運行有一定影響。在各繞組緊密繞制的情況下，匝間電容幾乎恒定，如圖中tt-1,tt-2,…,tt-N（tt-1＞tt-2＞…＞tt-N，通常外層繞組的匝間面積較大，因此，匝間電容也較大）。各繞組的匝間電容儲能（以PW1在階段1為例）為

由于匝間電容儲能通常遠小于層間電容儲能，因此，圖11中的單層一次繞組具有最小的分布電容儲能影響。然而，該方案也存在明顯的不足：由于個一次繞組的總匝數（p）較多，受磁心尺寸的限制，每層繞組的繞制匝數（）不能隨意增加，因此，在相對較小的情況下，很難實現每個一次繞組的單層繞制。而串聯電路數主要依據各串聯電路的電壓應力而定，在設計中不能隨意改變。

3.2 交錯式單層一次繞組布局方法

對于常規的反激式變壓器，其一次、二次繞組有兩種基本布局方式：①集中式布局，如依次將一次、二次繞組繞制在變壓器繞線骨架的里層和外層；②交錯式布局，將一次、二次繞組的每層或者每幾層交錯地繞制在繞線骨架上。

為了克服圖11中單層一次繞組布局的不足，這里借鑒常規反激式變壓器繞組的交錯式布局方法，提出一種適合該類集成變壓器的交錯式單層一次繞組布局方法。圖12a為當個一次繞組采用兩層結構（=2）時集成變壓器的交錯式單層一次繞組布局方法。其中，將個一次繞組分成結構相同的兩部分，每部分相當于單層結構，將二次繞組（SW1～SW）集中繞制在兩部分一次繞組中間以增加其間距。所提方法還有另一種實現方案，如圖12b所示，其中，每部分一次繞組仍然相當于單層結構。與方案1相比，方案2的特點為：①每個一次繞組的長度幾乎相等（在方案1中，處于外層的PW1長度最大），因此，每個一次繞組的匝間電容及其儲能也幾乎相等；②每個一次繞組的層間距不同（PW1的層間距最小），因此，每個一次繞組的層間電容儲能不同。

圖12 交錯式單層一次繞組

由于該變換器主要應用于高壓輸入、小功率場合，集成變壓器一次繞組的線徑通常很小，因此兩種實現方案的差異也很小。相比于圖7中層層交錯式布局的一次繞組，圖12中兩種交錯式單層一次繞組具有更小的分布電容儲能影響。

圖12中的交錯式單層一次繞組布局方法以兩層結構（=2）為例給出。如果繞組采用三層結構，則可將個一次繞組分成結構相同的三部分，將二次繞組一分為二，分別繞制在三部分一次繞組之間，這樣每部分一次繞組仍然相當于單層繞制結構。當繞組采用四層及以上結構時，處理方法相同。

4 實驗驗證

為了驗證理論分析以及所提方法的正確性，在已搭建的該類變換器實驗平臺上進行實驗研究，如圖13a所示[17]。該平臺包括3個雙開關反激式串聯電路（=3）和兩個輸出電路（=2），主要器件參數為：i1=i2=i3=0.1μF；S11, S12, S21, S22, S31, S32采用型號K1271，開關頻率為50kHz；VD11, VD12, VD21, VD22, VD31, VD32采用型號BYV26G；VDo1, VDo2采用型號MUR1520；o1=o2=1 000μF；o1=o2=24V,o1= 1.5A,o2=1A。

為了驗證所提方法，此處設計了三個繞組布局不同的反激式集成變壓器（T1～T3），其共性參數為：磁心采用型號ETD40；一次繞組采用三層絕緣線（直徑0.25mm）：p1=p2=p3=6.4mH，p1=p2=p3=112，=2；二次繞組采用常規漆包線：s1=s2=7。圖13b為T1～T3的繞線骨架照片（不帶磁心）。其中，T1的一次繞組（PW1, PW2, PW3）采用圖7中的層層交錯式布局方式，并繞制在繞線骨架的里層，二次繞組（SW1, SW2）繞制在外層；T2和T3分別采用圖12a和圖12b中的交錯式單層一次繞組布局方法。

圖14～圖16為輸入電壓1 500V、依次采用T1～T3時，該變換器各串聯電路的開關管驅動、電壓和電流波形，可以看出，各開關管在開通時刻存在一個明顯的電流尖峰，其中：采用T1時，開關管S12、S22和S32的電流尖峰分別約為0.32A、0.36A和0.48A；采用T2時，S12、S22和S32的電流尖峰分別約為0.28A、0.26A和0.26A；采用T3時，S12、S22和S32的電流尖峰分別約為0.32A、0.32A和0.2A。對比圖14～圖16中的結果可以看出，與T2和T3相比，采用T1時各開關管開通后瞬間的電流振蕩更加明顯。上述結果說明，與T1相比，T2和T3的分布電容儲能影響更小，證明了文中關于集成變壓器繞組布局優化方面的分析。另外，在各開關管關斷時刻，分布電容與各電感的諧振發生在集成變壓器內部，且諧振周期遠大于開關管導通時分布電容與主電路間的諧振周期，因此，相關結果并沒有在各開關管的電壓、電流波形中明顯體現。

圖13 實驗平臺以及T1～T3的繞線骨架照片

圖15 采用T2時的實驗結果（Vi=1 500V）

對比圖15和圖16中的結果還可以看出，與T2相比，采用T3時，S12的電流尖峰略大，而S32的電流尖峰略小。這是由于與T2相比，T3中一次繞組PW1的層間距較小，而PW3的層間距較大，造成單個一次繞組分布電容儲能差異，與文中分析相符。

由此可見，每個開關管的電流尖峰并不完全相同，這是由于各串聯電路開關管的導通過程無法完全同步，造成各串聯電路在開關管導通時刻出現少量的輸入電壓差異，進而引發各串聯電路在該時刻出現少量的環流（相關分析見文獻[18]）。分別采用T1～T3時，上述問題對變換器的影響基本相同，對實驗中T1～T3分布電容影響的對比結果不造成影響。另外，文獻[18]中各開關管電流波形是在集成變壓器未經繞組布局優化的情況下獲得的，與之相比可以看出，經過繞組布局優化后的集成變壓器T2和T3具有更小的分布電容儲能影響。

表2為輸入電壓1 500V、依次采用T1～T3時，該變換器的效率測試結果。可以看出，采用T2或T3時，變換器的效率2或3明顯高于采用T1時的1。此處效率的提升有以下兩方面原因：

表2 變換器的效率測試結果

Tab.2 Efficiency results of the converter

（1）經過繞組布局優化后的集成變壓器T2和T3具有更小的分布電容儲能影響。

（2）采用一次、二次繞組交錯布局的集成變壓器T2和T3具有更小的漏感（相關原理已廣泛研究，這里不再解釋）。該變換器主要面向高壓輸入、小功率場合，與其他變換器相比，該集成變壓器的分布電容儲能更大，漏感儲能更小。另外，各串聯電路采用雙開關反激式結構，在變換器的運行中可有效實現漏感能量向輸入側的回饋。因此，本實驗中，集成變壓器漏感造成的影響相對較小，表2中的效率對比證明了文中關于集成變壓器繞組布局優化方面的分析。

5 結論

本文針對輸入串聯型變換器集成變壓器的分布電容影響與繞組布局方法展開研究。以該類雙開關反激式變換器為研究對象，對集成變壓器的分布電容進行集中化建模，分析得出集成變壓器的單個一次繞組分布電容以及一次繞組之間分布電容儲能在高壓場合對變換器影響較大。通過對集成變壓器交錯式布局的一次繞組分布電容儲能進行分析，得出：

1）各繞組采用Z形結構時，單個一次繞組分布電容儲能相對較小。

2）一次繞組之間分布電容分為兩類：對于各一次繞組相同層之間的分布電容（類型1）而言，如各層繞組采用同向布局，則該類型分布電容的儲能對變換器不產生影響；而各一次繞組不同層之間的分布電容（類型2）儲能對變換器產生影響。在此基礎上，對集成變壓器繞組布局的優化方法進行分析，提出一種交錯式單層一次繞組的布局方法。實驗結果表明，采用所提繞組布局方法后，集成變壓器分布電容儲能對變換器的影響得到了有效的 抑制。

[1] 楊超, 許海平, 袁志寶, 等. 雙PWM控制下三電平半橋隔離型雙向DC-DC變換器的全局最小峰值電流研究[J]. 電工技術學報, 2020, 35(8): 1679-1689.

Yang Chao, Xu Haiping, Yuan Zhibao, et al. Global minimum peak current control of the three level isolated half-bridge bi-directional DC-DC converters with PWM-phase-shifting control[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(8): 1679- 1689.

[2] Chen Xiliang, Chen Wenjie, Yang Xu, et al. Research on a 4000V ultrahigh input switched mode power supply using series connected MOSFETs[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(7): 5995-6011.

[3] 楊博, 葛瓊璇, 趙魯, 等. 基于輸入串聯輸出并聯的雙向全橋串聯諧振DC-DC變換器系統控制策略研究[J]. 電工技術學報, 2020, 35(12): 2574-2584.

Yang Bo, Ge Qiongxuan, Zhao Lu, et al. Control strategy of dual bridge series resonant DC-DC converter system based on input series output parallel connection[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(12): 2574-2584.

[4] 方天治, 張先云, 黃淳, 等. 輸入串聯輸出并聯LCL型并網逆變器系統的目標多重化控制策略[J]. 電工技術學報, 2019, 34(6): 1189-1200.

Fang Tianzhi, Zhang Xianyun, Huang Chun, et al. Control strategy to reach multiple objectives for input-series-output-parallel LCL-type grid-connected inverter system[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2019, 34(6): 1189-1200.

[5] Qu Lu, Zhang Donglai, Zhang Bohan. Input voltage sharing control scheme for input series and output parallel connected DC-DC converters based on peak current control[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2019, 66(1): 429-439.

[6] Chen Wu, Fu Xinghe, Xue Chenyang, et al. Indirect input-series output-parallel DC-DC full-bridge con- verter system based on asymmetric pulsewidth modulation control strategy[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(4): 3164-3177.

[7] 黃先進, 趙娟, 游小杰, 等. 一種基于輸入串聯輸出并聯移相全橋變換器的改進交錯控制方法[J]. 電工技術學報, 2020, 32(增刊1): 81-90.

Huang Xianjin, Zhao Juan, You Xiaojie, et al. An improved interlace control method based on input series output parallel phase-shift full-bridge con- verter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 32(S1): 81-90.

[8] 谷恭山, 鄭祥杰, 高明, 等. 兩級結構模塊化ISOP組合的DC-DC變換器均壓控制策略[J]. 電工技術學報, 2019, 34(15): 3175-3185.

Gu Gongshan, Zheng Xiangjie, Gao Ming, et al. Research on voltage sharing control strategy of a combined two-stage modular input series output parallel DC-DC converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(15): 3175-3185.

[9] Giri R, Choudhary V, Ayyanar R, et al. Common duty ratio control of input-series connected modular DC-DC converters with active input voltage and load current sharing[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2006, 42(4): 1101-1111.

[10] Pagliosa M, Lazzarin T, Barbi I. Modular two switch flyback converter and analysis of voltage balancing mechanism for input-series and output series con- nection[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(9): 8317-8328.

[11] 石健將, 羅劼, 何湘寧. 相同移相角控制的串-并型移相全橋組合變換器[J]. 中國電機工程學報, 2012, 32(21): 23-30.

Shi Jianjiang, Luo Jie, He Xiangning. Input series output parallel connected phase shifted full bridge converter with common phase shift control[J]. Proceedings of the CSEE, 2012, 32(21): 23-30.

[12] Hu Qingcong, Zane R. LED driver circuit with series-input-connected converter cells operating in continuous conduction mode[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(3): 574-582.

[13] 張志杰, 楊威, 楊世彥. 模塊化輸入串聯輸出獨立輔助電源系統及其輸入均壓控制策略[J]. 電工技術學報, 2017, 32(增刊2): 156-163.

Zhang Zhijie, Yang Wei, Yang Shiyan. Input series output independent auxiliary power supply system and its input voltage sharing control strategy[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(S2): 156-163.

[14] Bascope R, Barbi I. A double ZVS PWM active clamping forward converter: analysis, design, and experimentation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2001, 16(6): 745-751.

[15] Ghodke D, Muralikrishnan K. ZVZCS dual two transistor forward DC-DCconverter with peak voltage ofin/2, high input and high power application[C]// IEEE Power Electronics Specialists Conference, Cairns, Old, Australia, 2002: 1853-1858.

[16] Meng Tao, Ben Hong, Song Yilin, et al. Analysis and design of an input series two transistor forward converter for high input voltage multiple output applications[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2018, 65(1): 270-279.

[17] Meng Tao, Song Yilin, Wang Zhongxian, et al. Investigation and implementation of an input series auxiliary power supply scheme for high input voltage low power applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(1): 437-447.

[18] Meng Tao, Ben Hongqi, Song Yilin, et al. Analysis and suppression of the circulating current influence in the input series auxiliary power supply for high input voltage applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(7): 6533-6543.

[19] Choi S, Lee J, Lee J. High efficiency portable welding machine based on full bridge converter with ISOP connected single transformer and active snubber[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2016, 63(8): 4868-4877.

[20] Thummala P, Schneider H, Zhang Z, et al. Efficiency optimization by considering the high voltage flyback transformer parasitics using an automatic winding layout technique[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(10): 5755-5768.

[21] Hong S, Ji S, Jung Y, et al. Analysis and design of a high voltage flyback converter with resonant elements[J]. Journal of Power Electronics, 2010, 10(2): 107-114.

[22] Thummala P, Schneider H, Zhang Zhe, et al. Investigation of transformer winding architectures for high voltage (2.5kV) capacitor charging and dis- charging applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(8): 5786-5796.

[23] Biela J, Kolar J. Using transformer parasitics for resonant converters a review of the calculation of the stray capacitance of transformers[J]. IEEE Transa- ctions on Industry Applications, 2008, 44(1): 223- 233.

[24] Meng Xianzeng, Li Chunyan, Meng Tao, et al. Analysis and design of transformer windings schemes in multiple output flyback auxiliary power supplies with high input voltage[J]. Journal of Power Elec- tronics, 2019, 19(5): 1122-1132.

[25] 趙志英, 龔春英, 秦海鷗. 高頻變壓器分布電容的影響因數分析[J]. 中國電機工程學報, 2008, 28(9): 55-60.

Zhao Zhiying, Gong Chunying, Qin Haiou. Effect factors on stray capacitances in high frequency transformers[J]. Proceedings of the CSEE, 2008, 28(9): 55-60.

[26] Fu Dianbo, Wang Shuo, Kong Pengju, et al. Novel techniques to suppress the common mode EMI noise caused by transformer parasitic capacitances in DC-DC converters[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2013, 60(11): 4968-4977.

[27] Zhang Huan, Wang Shuo, Li Yiming, et al. Two capacitor transformer winding capacitance models for common mode EMI noise analysis in isolated DC-DC converters[J]. IEEE Transactions on Power Electro- nics, 2017, 32(11): 8458-8469.

Stray Capacitances Influences and Windings Layout of the Integrated-Transformer in the Input-Series Converter

112

（1. College of Mechanical Engineering Heilongjiang University Harbin 150080 China 2. College of Electrical Engineering and Automation Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China）

The input-series converters based on transformer-integration have the advantages of active input voltage sharing of each series-module and simple structure, which are suitable for high-input voltage multiple-output applications. In the high voltage applications, these converters can be affected seriously by the energy stored in their integrated-transformers’ stray capacitances. Taking this type of input-series two-transistor flyback converter as the object, the influence of the integrated-transformer’s stray capacitances was investigated. Energy storage of stray capacitances in the primary windings of the integrated-transformer was analyzed, and a winding layout scheme of the integrated-transformer was proposed to suppress the influence of stray capacitances. Finally, experiments were carried out on an experimental prototype of this type of input-series converter, which verified the theoretical analysis and feasibility of the proposed scheme.

Input-series, integrated-transformer, stray capacitance, windings layout

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90145

TM46

國家自然科學基金（51677056）、黑龍江省博士后基金（LBH-Q17145）和黑龍江省高校基本科研業務費黑龍江大學專項基金（RCYJTD201802, KJCX201915）資助項目。

2020-06-30

2020-11-21

孟 濤 男，1980年生，博士，教授，研究方向為高頻AC-DC、DC-DC功率變換技術。E-mail: mengtaohit@126.com（通信作者）

安彥樺 男，1994年生，碩士研究生，研究方向為高頻功率變換技術。E-mail: anyanhua186@126.com

（編輯 陳 誠）