小型化雙頻圓極化天線設計

李蕾,張舜,季紅妍,南敬昌

(遼寧工程技術大學 電子與信息工程學院,遼寧 葫蘆島 125105)

隨著現代無線通信技術和系統的快速發展,在有限的空間內,各種無線信號的夾雜使得電磁環境愈加復雜。線極化天線之間極化匹配更加困難,同時多徑反射問題更加嚴重,已經不能滿足各類通信場景的應用需求。圓極化天線[1-3]可以很好地解決天線之間的極化失配和多徑反射等問題,一直以來受到廣泛關注。并且現代通信對系統的通信容量和便攜化程度提出越來越高的要求,需要天線具有小型化[4]以及工作在兩個甚至多個頻段[5-7]的特點。為滿足系統對不同通信模式的兼容,提高系統的通信容量,可以通過多個單頻圓極化天線[8-11]覆蓋每個工作頻段,但會使無線系統尺寸增大,成本增高;也可以通過寬帶圓極化天線滿足無線設備多頻需求,但寬帶圓極化天線在工作過程中易受到其他無線通信系統的干擾。雙頻天線的兩個頻段之間相互獨立,干擾小,同時可以抑制其他無線通信系統的干擾,若將單個雙頻圓極化天線應用于無線通信系統,可大大降低系統的復雜性和成本,并減小系統尺寸。因而,設計一個小型化、雙頻圓極化天線很有必要。

目前,微帶天線實現圓極化的方式主要有利用饋電網絡正交饋電[12-13]、運用自相移互補微帶結構[14]、非中心饋電[15]、刻蝕縫隙、加載微擾枝節[15-17]及利用單極子結構[18]等。Liu 和Zhang 等[12-13]提出了兩款雙頻圓極化天線,通過寬帶饋電網絡正交饋電激勵起兩個幅度相等且極化正交的模式,實現雙頻圓極化性能,但其饋電網絡的饋線對幾何參數非常敏感,不僅增加了設計的復雜性,而且增加了天線的整體設計尺寸和剖面高度。為了避免使用復雜的饋電網絡或功分器,Lai 等[14]提出了一款偶極子雙頻圓極化天線,采用兩對交叉偶極子實現雙頻輻射,利用同心環延遲線饋電并將兩對交叉偶極子沿45°排列,產生相位相差90°、方向正交的兩種模式,實現雙頻圓極化輻射,但其尺寸仍較大,且低頻軸比帶寬較窄僅為5.9%。Altaf等[15]采用非中心饋電實現了雙頻圓極化天線設計,通過在橢圓形輻射貼片上刻蝕一圓形縫隙并對橢圓左下部分切角,形成倒C 形輻射貼片,利用傾斜微帶線饋電,實現雙頻圓極化。通過刻蝕縫隙和增加微擾枝節改變天線的形狀來產生兩個幅度相等且相位差90°的簡并模,實現雙頻圓極化輻射特性的方法也被廣泛應用[15-17]。Wang 等[16]通過在接地板上刻蝕兩個L 形縫隙和一個T 形縫隙產生幅度相等且極化正交的兩個簡并模,實現雙頻圓極化,其低頻軸比帶寬較窄僅為4.14%。河南師范大學的學者[17]則通過在兩個同心環形縫隙處對稱添加兩個T 形枝節,起到加載電容的效果,實現雙頻圓極化,其低頻軸比帶寬較窄僅為3.6%。Saini 等[18]通過單極子的兩個正交分支電流實現低頻圓極化,低頻軸比帶寬達到27.45%,同時,增加矩形接地短截線獲得高頻圓極化,但其天線尺寸較大。上述天線雖然利用各種技術實現了雙頻圓極化特性,但其尺寸較大且軸比帶寬較窄。

基于上述問題,本文提出了一款具有小型化、寬軸比特性的雙頻圓極化天線。天線由刻蝕了臂長不等的十字形縫隙的圓形輻射貼片和改進的矩形接地板構成。采用相對于饋線不對稱的接地板,且通過對接地板進行切角處理,刻蝕兩個寬度不等的L 形縫隙,并加載兩個高度不等的矩形微擾枝節,實現了雙頻圓極化輻射。天線尺寸為60 mm×60 mm×1.6 mm,具有小型化、易于集成的優點。仿真測試結果表明天線阻抗帶寬和軸比帶寬完全覆蓋了UHF(840～960 MHz)和Wi-Fi 5.2 GHz(5.15～5.35 GHz)頻段,并具有良好的輻射特性。

1 天線的設計

1.1 天線結構

如圖1 所示,該天線由三部分組成: 上層輻射貼片,下層地板和FR4 介質基板(相對介電常數為4.4,損耗角正切為0.02),天線整體尺寸為60 mm×60 mm×1.6 mm。上層輻射貼片為圓形貼片,由50 Ω 的微帶線饋電,位于基板上表面距左側三分之一處,在輻射貼片的中心處刻蝕了一個不等臂長的斜十字形縫隙。對矩形地板的兩個角對稱地進行切角處理,并在矩形地板上刻蝕兩個寬度不等的L 形縫隙,加載兩個高度不等的矩形枝節。使用HFSS 電磁仿真軟件對天線進行仿真優化,優化后的結構參數如表1 所示。

表1 天線結構參數列表Tab.1 Dimensions of the proposed antenna mm

圖1 天線結構圖Fig.1 Geometry of the proposed antenna

1.2 天線設計原理

為更好地說明縫隙和枝節在天線設計中起到的作用,天線設計過程示意圖如圖2 所示,通過仿真得到與其對應的阻抗帶寬特性和軸比特性分別如圖3(a)和(b)所示。

圖2 中,天線1 為簡單的微帶線饋電單極子貼片天線,由微帶線、輻射貼片和矩形接地板構成,利用相對于饋線不對稱的接地板和圓形輻射貼片結構實現了1.18～2.26 GHz,3.42～6.35 GHz 的雙頻段輻射,饋線兩邊不對稱地板,避免了地板處水平電流相互抵消,實現了5.15～5.97 GHz 頻段圓極化輻射,且覆蓋了Wi-Fi 頻段,如圖3(a)和(b)所示。為了使天線的低頻段能夠應用于UHF 頻段,且實現圓極化輻射,首先對矩形接地板進行切角處理,并根據天線表面電流分布,盡量減少對關于饋線不對稱地板處表面電流的影響,在饋線兩邊對稱刻蝕兩個寬度不等的L 形縫隙,結構如圖2 中天線2 所示。L 形縫隙和切角接地板增加了天線表面電流的路徑,使天線的低頻諧振頻率降低至1.3 GHz,帶寬為0.79～1.61 GHz。天線在1.3 GHz 處的表面電流分布如圖4 所示,從圖中可以看出L 形縫隙引入了水平方向的表面電流,通過調整L形縫隙長度和寬度可以改變L 形縫隙處水平分支電流大小,使天線表面存在水平和垂直方向的電流,產生正交的兩種模式。通過調節兩個L 形縫隙的寬度改變正交的兩個電場分量的幅度大小,使其近似相等,實現低頻圓極化輻射,如圖3(b)所示,天線2 的圓極化軸比帶寬為1.02～1.25 GHz。然而,天線2 的軸比帶寬不能完全覆蓋UHF頻段,為了在UHF 頻段實現圓極化輻射,在接地板上加載兩個高度不等的矩形枝節,結構如圖2 中天線3 所示。從圖3(a)和(b)可以看出,矩形枝節的加載在低頻0.7 GHz 處引入一個新的諧振頻率,拓寬了天線3 的阻抗帶寬,同時拓寬了低頻軸比帶寬且使軸比帶寬整體向低頻偏移,完全覆蓋了UHF 頻段。然而,從圖3(b)中可以看出,該結構在實現天線UHF 頻段圓極化輻射的同時,增大了高頻軸比值,為解決該問題,在圓形輻射貼片上刻蝕不等臂長斜十字形縫隙,結構如圖2 中天線4 所示。該結構微擾天線輻射貼片表面電流,降低軸比值,如圖3 (a)和(b)所示,天線4 的仿真結果表明,天線4 的相對阻抗帶寬為76.8%(0.69～1.55 GHz)和29.2%(4.01～5.38 GHz),3 dB 軸比帶寬為120.6%(0.26～1.05 GHz)和6.8%(5.12～5.48 GHz),能夠實現UHF 和Wi-Fi 的雙頻段圓極化輻射。

圖2 天線設計過程示意圖Fig.2 Evolution of the proposed antenna structure

圖3 不同天線的S11和AR 仿真值Fig.3 Simulated S11 and AR of different antenna

圖4 天線在1.3 GHz 處的表面電流分布Fig.4 Surface current distribution of the antenna at 1.3 GHz

1.3 天線參數優化

由1.2 節天線設計原理部分可知,在設計過程中高頻處的天線特性基本滿足應用需求,低頻處的天線特性主要由L 形縫隙實現。為了在低頻處獲得良好的阻抗匹配特性和圓極化輻射特性,在保持天線其他參數不變的情況下,對L 形縫隙長度L2以及L 形縫隙寬度g3進行仿真優化。

圖1 中L 形縫隙長度L2對天線阻抗帶寬特性的影響如圖5(a)所示。在高頻處,隨著L2的增加,諧振頻率減小、阻抗帶寬變窄,都滿足應用需求。在低頻處,隨著L2的增加,諧振頻率減小,當L 形縫隙長度L2=18.5 mm 時,天線在低頻0.9 GHz 處引入一個新的諧振點,低頻阻抗帶寬拓寬至0.69～1.55 GHz。L 形縫隙長度L2對天線軸比特性的影響如圖5(b)所示,隨著L2的增加,對高頻軸比影響并不明顯,低頻(1 GHz 以下)軸比值降低且軸比帶寬變寬。綜合考慮天線阻抗帶寬和軸比帶寬,最終選取參數L2=18.5 mm。

圖5 參數L2對天線的特性的影響Fig.5 Effect of parameter L2 on antenna characteristics

圖1 中L 形縫隙寬度g3對天線阻抗帶寬特性的影響如圖6(a)所示。從圖中可以看出,隨著g3的改變天線阻抗帶寬變化并不明顯,當g3變化時,主要改變了L 形縫隙水平和垂直方向的表面電流,影響低頻軸比值。如圖6(b)所示,當g3分別取0.5,0.7 和1.1 mm時,在低頻處,隨著g3的改變軸比帶寬和軸比中心諧振頻率都有較大變化。然而,在高頻處,隨著g3的增加,軸比中心諧振頻率變化較小。為使其滿足UHF 頻段應用需求,最終取g3=1.1 mm。對參數g3仿真優化的結果也很好地驗證了在關于饋線不對稱地板結構的基礎上利用寬度不等的L 形縫隙實現低頻圓極化輻射特性設計的正確性。

圖6 參數g3對天線的特性的影響Fig.6 Effect of parameter g3 on antenna characteristics

1.4 圓極化天線的輻射模式與機理

天線在UHF 頻段和Wi-Fi(5.2 GHz)頻段的中心諧振頻率分別為0.9 GHz 和5.2 GHz。為理解圓極化天線的輻射模式與機理,在0.9 GHz 和5.2 GHz 處,天線在一個饋電周期內的表面電流分布分別如圖7 和圖8 所示。由天線設計原理可知,相對于饋線不對稱的接地板和在其上刻蝕的L 形縫隙可以在0.9 GHz 和5.2 GHz 處分別產生幅度相等且極化正交的兩個簡并模(TM10和TM01),使該天線具有雙頻圓極化輻射特性。從圖7 中可以看出天線在0.9 GHz 頻段處,0°饋電相位情況下,微帶線右側接地板和輻射貼片表面電流較弱且大部分相互抵消,表面電流主要集中在L 形縫隙處,其合成方向為左上方。在90°饋電相位情況下,微帶線右側接地板表面電流較弱且大部分相互抵消,輻射貼片表面電流合成方向為左下方,與左側L形縫隙和接地板的表面電流合成方向一致,則天線表面電流合成方向為左下方。在180°,270°饋電相位情況下天線的表面電流和在0°,90°饋電相位情況下天線的表面電流大小相等,方向相反。因此,該天線在0.9 GHz 處沿+z方向可以實現右旋圓極化波輻射。

圖7 天線在0.9 GHz 處的表面電流分布Fig.7 Simulated surface current distributions of the proposed antenna at 0.9 GHz

同理,從圖8 中可以看出,天線在5.2 GHz 頻段處,0°饋電相位情況下,微帶線右側接地板和輻射貼片表面電流較弱且大部分相互抵消,表面電流主要集中在L 形縫隙及左側接地板處。左側L 形縫隙處表面電流較大,表面電流的合成方向為水平向右,在左側接地板上,電流密度集中的地方,電流方向垂直向下。因此,在0°饋電相位情況下,天線的表面電流合成方向為右下方。在90°饋電相位情況下,輻射貼片表面電流較弱且大部分相互抵消,電流主要集中在L 形縫隙和接地板處。L 形縫隙處電流大小近乎相等,方向相反,相互抵消。在左側接地板上存在垂直向上的表面電流,在右側接地板上存在水平向右的表面電流,因此,在90°饋電相位情況下,天線的表面電流合成方向為右上方。在180°,270°饋電相位情況下天線的表面電流和0°,90°饋電相位情況下天線的表面電流大小相等、方向相反。因此,該天線在5.2 GHz 處沿+z方向可以實現右旋圓極化波輻射。

圖8 天線在5.2 GHz 處的表面電流分布Fig.8 Simulated surface current distributions of the proposed antenna at 5.2 GHz

2 天線實物測量結果與分析

為了驗證所設計天線的實用性,制作并測試了天線,天線實物如圖9 所示。

圖9 天線實物圖Fig.9 Prototype of the proposed antenna

利用矢量網絡分析儀測試了天線的回波損耗,圖10為實際測量得到的天線S11值與仿真結果的對比。從圖中可以看出,實測-10 dB 阻抗帶寬為62.6%(0.79～1.51 GHz),34.1%(3.84～5.42 GHz),低頻諧振點略向高頻偏移且阻抗帶寬略變窄,在高頻獲得了更加良好的匹配。圖11 為該天線軸比仿真與實測值,可以看出實測軸比帶寬為108.1%(0.34～1.14 GHz),7.2%(5.08～5.46 GHz),實測與仿真具有較好的吻合度。天線測試與仿真結果基本吻合,實際測量中存在一些偏差,其偏差是由SMA 接頭焊接、天線實際加工精度不夠以及介質板材的不穩定性等因素造成的。

圖10 天線S11仿真與測試結果Fig.10 Simulated and measured S11 of antenna

圖11 天線軸比仿真與測試結果Fig.11 Simulated and measured axial ratio of antenna

在0.9 和5.2 GHz 處,對天線的右旋和左旋圓極化方向圖進行了仿真和測試,結果如圖12 所示。該結果表明雙頻圓極化天線具有良好的雙向輻射特性,實測與仿真結果吻合。從圖中可以看出天線最大輻射方向為z軸方向,且+z軸方向天線輻射右手圓極化波(RHCP),-z軸方向天線輻射左手圓極化波(LHCP)。

圖12 0.9 和5.2 GHz 頻率處仿真和測試的右旋和左旋歸一化輻射方向圖Fig.12 Simulated and measured normalized RHCP and LHCP radiation patterns at 0.9 GHz and 5.2 GHz

將本文設計的小型化雙頻圓極化天線特性與參考文獻進行對比,對比結果如表2 所示。其中,fL和fH分別表示圓極化輻射頻段低頻和高頻的中心頻率,ARBWL表示低頻3 dB 軸比帶寬,ARBWH表示高頻3 dB 軸比帶寬。通過對比表明,與其他文獻設計的雙頻圓極化天線相比,本文設計的天線低頻諧振更低、尺寸更小且具有更寬的軸比帶寬,因此,該雙頻圓極化天線具有小型化和寬軸比特性。

表2 本文天線與參考文獻中天線對比Tab.2 Comparative descriptions of antennas in this paper and other literatures

3 結論

本文提出了一種小型化、寬軸比雙頻圓極化天線。天線的圓形輻射貼片上刻蝕了斜十字形槽,對天線的矩形接地板進行了切角處理,刻蝕了兩個寬度不等的L 形槽,還加載了兩個不等高的矩形枝節。天線的圓極化特性主要由相對于饋線不對稱的接地板和寬度不等的L 形縫隙激勵起幅度相等且極化正交的兩個簡并模實現。測量結果表明: 雙頻段阻抗帶寬為0.79～1.51 GHz,3.84～5.42 GHz,軸比帶寬為0.34～1.14 GHz,5.08～5.46 GHz。UHF 頻段信號具有損耗小、穿透能力強、覆蓋范圍大的優點;Wi-Fi 頻段具有較大的通信鏈路,在熱點區域可以為大量用戶提供穩定的通信。該天線阻抗帶寬和軸比帶寬完全覆蓋了UHF(840～960 MHz)和Wi-Fi 5.2 GHz(5.15～5.35 GHz)頻段,具有很好的應用價值。