一種SiGe BiCMOS寬帶低噪聲放大器設計

郭 斐，梁 煜，張 為，楊 雪

(天津大學 微電子學院，天津 300072)

主流的寬帶LNA采用共發射極(Common Emitter，CE)結構與共基共射(Cascode)結構，其優勢在于寬頻帶和高穩定性，但增益平坦度和阻抗匹配較差。目前提出的帶寬拓展技術[4-6]，如帶通濾波器匹配結構[7-8]、電阻反饋式結構[9-11]與分布式結構等[12-13]，主要在工作帶寬、噪聲系數與芯片面積等方面進行折中考慮。其中，帶通濾波器匹配網絡可實現較寬帶寬的輸入輸出阻抗匹配，但無源匹配網絡中的電感面積較大，增加了芯片面積；電阻反饋式結構可改善帶內增益平坦度，但由于反饋電阻引入熱噪聲，增大了LNA的輸入等效噪聲；分布式結構可工作于超寬頻帶并具有穩定的增益，但一般為多級級聯結構，芯片功耗高、面積大。

筆者提出了一種在超寬工作頻帶內實現較低的噪聲、較好寬帶匹配以及適中面積的LNA結構。該結構利用硅鍺異質結雙極晶體管(SiGe Heterojunction Bipolar Transistor，SiGe HBT)的密勒電容，令負載網絡直接參于輸入匹配，可去除基極電感，降低輸入端無源器件引入的噪聲。相較于傳統的輸入噪聲與功率同時匹配的方法，該結構不僅實現了寬帶阻抗匹配，還消除了基極電感的寄生效應對LNA噪聲系數的影響，且在頻帶內具有較為平坦的增益，對擴展LNA的工作帶寬有重要意義。

1 寬帶LNA的分析與設計

1.1 噪聲分析

將低噪聲放大器用一個理想的無噪聲二端口網絡來表示，其內部噪聲源可等效為串聯在輸入端的噪聲電壓源與并聯在輸入端的噪聲電流源。噪聲系數RNF是二端口網絡噪聲源和信號源阻抗的函數，可表示為[14]

(1)

其中，RNFmin為最小噪聲系數；YS=GS+jBS，為輸入源導納；Yopt為獲得最小噪聲系數時的最佳源導納；Rn為等效噪聲電阻，Rn的值決定噪聲系數RNF對YS偏離Yopt的靈敏度。集電極電流密度JC決定了放大級的最小噪聲系數RNFmin。與MOSFET相比，SiGe HBT的RNFmin對應的最佳集電極電流密度更小，因此LNA的功耗更低。當Yopt=YS時，二端口網絡的噪聲系數達到最小值RNFmin，此時達到最佳噪聲匹配。根據弗里斯公式，多級級聯LNA的噪聲主要由第一放大級的噪聲決定，后級放大器的噪聲貢獻與LNA的增益成反比[15]。

若忽略HBT的密勒電容Cμ，傳統的窄帶LNA的結構如圖1 (a)所示，即采用在基極加入電感的方式實現單頻點上的最佳噪聲與輸入功率同時匹配。該傳統方法的等效小信號噪聲模型如圖1(b)所示，忽略散粒噪聲的相關性與值較小的寄生項，計算出傳統方法的噪聲系數RNF1為

(2)

其中，RS為電源內阻，RLb為基極電感Lb的寄生電阻，Rb為HBT的基極電阻，Re為發射極電感Le的寄生電阻，Ze為Le與Re的串聯阻抗，RL為負載電阻，RLp為負載電感Lp的寄生電阻，Zp為Lp與RLp的串聯阻抗，Zπ為HBT基極與發射極間的阻抗(忽略基極發射極電阻)，gm為HBT的跨導。在設計過程中，由于基極電感一般采用較大感值的頂層金屬電感，會存在串聯電阻和襯底耦合等寄生效應，寄生電阻RLb增加了噪聲電阻Rn，使RNF對最佳噪聲源阻抗的失配更加敏感。更為重要的是，密勒電容Cμ的存在不可忽略，其值會影響輸入阻抗，以致在實際設計中無法實現精準的噪聲與功率同時匹配。

(a) 傳統窄帶低噪聲放大器結構圖

圖2 密勒電容寬帶匹配結構圖

為實現低噪聲和超寬的工作帶寬，文中提出了一種改良的密勒電容寬帶匹配的設計方法，如圖2所示。該方法基于共發射極結構，利用HBT的密勒電容Cμ，將負載電感與電阻納入輸入匹配的計算，在傳統方法的基礎上，去除了基極電感Lb，以消除基極無源器件的寄生電阻引入的噪聲。同時在保證較低RNF的前提下，通過控制負載值實現較寬工作帶寬內的輸入阻抗匹配，以達到超寬頻帶內噪聲和功率匹配間的平衡。

與空白組比較，模型組和各給藥組大鼠滑膜組織中OPG mRNA的表達量均顯著降低，RANKL、RANK mRNA的表達量均顯著升高，差異均有統計學意義（P＜0.01）。與模型組比較，各給藥組大鼠滑膜組織中OPG mRNA的表達量均顯著升高，RANKL、RANK mRNA的表達量均顯著降低，且八角楓水提液高劑量組大鼠滑膜組織中RANKL mRNA以及其中、高劑量組大鼠滑膜組織中RANK mRNA的表達量均顯著低于陽性組，差異均有統計學意義（P＜0.05），詳見圖1、表5。

新方法的等效小信號噪聲模型在圖1(b)的基礎上去除寄生電阻RLb與其對應的噪聲電流源，考慮密勒電容的阻抗Zμ，忽略部分值較小的寄生項，所得到的噪聲系數RNF2為

(3)

與式(2)進行對比，RNF2的第2項表明去除基極電感完全消除了寄生電阻RLb對LNA噪聲系數的影響，RNF2的第3、4項相當于在RNF1的第3、4項的基礎上乘以比例因子(RS+Rb+Zμ)2/(Ze-Zμ)2與Zμ2/(Ze-Zμ)2，二者的值均小于1。分析表明，比起傳統的噪聲功率同時匹配方法，新方法在一定程度上降低了LNA的噪聲系數。

采用0.13 μm SiGe BiCMOS工藝提供的器件模型進行實際電路驗證，其中HBT采用高精度HICUM模型，以確保高頻噪聲仿真精度。采用傳統窄帶方法(圖1)、含Lb的Cascode方法以及文中提出的新方法分別進行噪聲仿真。圖3(a)為3種方法在6～30 GHz頻帶內的最小噪聲系數RNFmin的對比，圖3(b)為3種方法所得到的噪聲系數RNF的對比。仿真結果表明，在6 GHz處，密勒電容寬帶匹配方法比傳統方法的RNF小0.2 dB，比Cascode結構的RNF小0.4 dB。隨著頻率上升，新方法降低噪聲的效果愈發顯著，因而適用于高頻寬帶應用。

(a) 3種LNA結構的RNFmin對比圖

1.2 輸入匹配分析

對于傳統的噪聲與功率同時匹配技術，其輸入阻抗Zin1約為

(4)

為實現輸入阻抗匹配，通常將實部gmLe/Cπ項設計為50 Ω。由于寄生電容引入的虛部項1/ωCπ數量級較大，需通過增加基極電感提供ωLb項共同抵消1/ωCπ項。但此方法的缺陷在于僅當諧振頻率滿足ω0=(1/(Lb+Le)Cπ)1/2時，Zin1的虛部才能被抵消為零，因而僅適用于單頻點或窄帶應用。

相較于傳統方法，文中提出的密勒電容寬帶匹配方法能實現超寬帶的輸入匹配。在所需的工作頻段里，其簡化小信號等效模型如圖4所示，其中ZL包含負載電感Lp、負載電阻RL、極間電容CS與下一級等效輸入阻抗R。假設ZL?jωLe且gmZL?1，忽略較小的寄生項，計算得到新方法的輸入阻抗Zin2約為

(5)

若設置負載電感Lp的值與極間電容CS滿足

(6)

則Zin2的表達式可簡化為

(7)

其中，寄生電容Cπ引入Zin2虛部的ωgm2CμLe2/Cπ項的值較小，因此無需加入基極電感Lb，只需發射極電感提供的ωLe項即可將Zin2虛部抵消為零。更重要的是，新方法的虛部抵消條件gm2CμLe=Cπ與頻率無關。因此，可在超寬工作頻帶中實現虛部最小化，即可達到超寬工作頻帶內的輸入匹配，有效擴展了LNA的工作帶寬。

圖4 密勒電容寬帶匹配方法的等效小信號模型圖

采用實際電路進行設計驗證，圖5顯示了在史密斯圓圖上不同LNA結構的輸入阻抗隨頻率的變化。結果表明，傳統方法與Cascode結構的輸入阻抗隨頻率變化波動較大，必須通過加入無源濾波網絡等其他方法才能實現全頻帶輸入匹配。但文中提出的新方法在6～30 GHz全頻段內變化較小，且基本保持在50 Ω附近，可保持較好的輸入匹配。由于實際電路中各器件復雜的寄生效應影響，理論值與實際仿真值存在一定差異，需要結合具體仿真結果調節各參數值。

圖5 3種LNA結構的輸入阻抗對比圖

1.3 增益平坦度設計

文中提出的方法能夠實現低噪聲與超寬帶同時匹配，但為保證Zin2的化簡條件成立，需控制級間電容CS為定值，且負載電感Lp為大感值電感，使得該放大級的諧振頻點較低，增益峰值被限制在較低頻率。當工作頻率高于諧振頻率時，由于HBT寄生電容的存在，首級放大器的增益會以20 dB/dec的斜率滾降，單級共發射極放大器無法實現全頻帶內的增益平坦。文中采用多級增益帶寬拓展技術，通過設置負載器件的參數，可將第2、3級的諧振頻率分別設計為23.5 GHz與17 GHz，使三級放大器分別諧振在不同的頻點，利用后級放大器的高頻增益來補償第1級放大器增益的滾降。此外，由于后兩級放大器的諧振頻率較高，因此可抑制首級放大器在低頻段中增益過高的情況，使單級增益在對數域相加得到的整體增益在寬頻帶內保持良好的平坦度。

圖6 采用并聯峰化技術的Cascode結構圖

文中共采用三級放大器級聯結構，第1放大級為密勒電容寬帶匹配的共發射極，目的是降低輸入噪聲并且實現較寬帶寬內的輸入匹配。第2級與第3級采用Cascode結構，以提供適當的補償增益與較高的反向隔離度。負載分別采用單電感與并聯峰化技術，如圖6所示，并聯峰化技術是負載電感Lp與負載電阻RL的串聯取代單個負載電阻，共同與輸出節點并聯電容C諧振。對于并聯峰化網絡可得到傳遞函數Z(s)的表達式為

(8)

由于電阻與電感的串聯，在傳遞函數中引入一個新的零點，導致輸出阻抗隨頻率上升而增大，以補償電容導致的輸出阻抗減小，從而擴展了增益傳遞函數的帶寬。定義變量m=RL2C/Lp，代入式(8)，并歸一化，得到歸一化阻抗Z0(s)，如式(9)所示。其中，ω0=1/RLC，為3 dB帶寬。通過調整負載電感Lp與負載電阻RL，選取合適的m值，可最大程度獲得超寬頻帶內的增益平坦度為

(9)

2 整體電路設計與仿真

文中設計的6～30 GHz超寬帶低噪聲放大器基于0.13 μm SiGe BiCMOS工藝，其中SiGe HBT的截止頻率高達200 GHz，有利于高頻寬帶設計。LNA的整體電路拓撲結構如圖7 (a)所示，為滿足增益指標要求，電路整體采用三級級聯放大拓撲結構，單電源供電，通過電流鏡控制集電極電流，各級的集電極電流設置為6 mA，盡可能靠近對應最優噪聲的偏置電流密度。在直流支路中加入去耦電容，防止將該支路的噪聲耦合到共享電路中。芯片版圖如圖7 (b)所示，總體面積為0.8 mm×1.1 mm，核心面積為0.6 mm×0.8 mm，在1.8 V的電壓下整體功耗為37.2 mW。按照2 000 V人體靜電模型的要求，加入了靜電保護電路。

(a) 寬帶低噪聲放大器電路原理圖

利用Cadence spectre仿真軟件進行后仿提參，由于文中設計的LNA工作頻率高達30 GHz，因此需使用ADS momentum仿真工具對無源電感、電容及金屬互聯線部分進行電磁仿真，并對HBT進行寄生參數提取，將二者聯合仿真，使仿真結果更接近實際結果。圖8為LNA聯合仿真的各項性能指標。在圖8(a)所示的S參數中，S21曲線表示LNA的增益，在工作頻段6～30 GHz內，S21的最大值在6 GHz處取到為 19.1 dB，最小值在13.7 GHz處取到為16.5 dB，全頻段增益波動小于±1.3 dB。輸入反射系數S11在整個頻帶范圍內小于-11.9 dB，輸出反射系數S22小于-13.7 dB，且隨著頻率上升而逐漸減小。S11與S22的仿真結果顯示出本設計LNA優良的寬帶輸入輸出阻抗匹配性能，表明所采用的密勒電容寬帶匹配結構有效。圖8(b)所示的噪聲系數RNF在6～30 GHz內為1.46～2.66 dB，具有相對平坦且較低的噪聲系數。圖8(c)顯示S12在全頻段范圍內小于-47 dB，表明端口具有很好的隔離度，圖8(d)為端口的1 dB壓縮點仿真曲線，在15 GHz處，輸入1 dB壓縮點為-25.6 dBm。圖8(e)為LNA的穩定因子Kf的仿真曲線，可知Kf的值遠大于1，表明電路非常穩定，在工作頻帶內不會發生振蕩。表1為文中設計的寬帶低噪聲放大器與近年部分文獻的性能比較，得益于提出的密勒電容寬帶匹配技術，文中設計的寬帶LNA工作頻帶為6～30 GHz，在帶寬方面有一定的優勢，且在工作帶寬內噪聲系數表現優越。品質因數(FoM)是衡量寬帶LNA綜合性能的一個指標參數[20]，從表中可看出，文中設計的LNA在綜合性能方面表現更優。

(a) S參數仿真結果圖

表1 文中設計與其他文獻性能對比

3 結束語

文中提出一種寬帶匹配低噪聲放大器的實現方法。該方法基于共發射極，去除基極電感并利用輸出負載網絡進行輸入匹配。通過對寬帶輸入阻抗匹配與噪聲特性的理論分析與仿真驗證，確定了該方法的可行性?；诖朔N結構，利用0.13 μm SiGe BiCMOS工藝設計了一款超寬帶低噪聲放大器。該款LNA為三級放大級級聯，首級采用密勒電容寬帶匹配結構，后兩級采用Cascode結構，滿足工作帶寬內的增益平坦度和反向隔離度。文中所設計的寬帶低噪聲放大器的噪聲系數在6～30 GHz頻段范圍內低于2.66 dB，增益在16.5～19.1 dB之間，且實現了較好的匹配性能。該LNA具有優良的綜合性能，可應用于超寬帶接收系統。