一種單級非隔離型無電解電容LED驅動電路

林國慶， 占盆朋， 陳偉

(福州大學 福建省新能源發電與電能變換重點實驗室，福建 福州 350116)

0 引 言

在當今提倡環保的大環境下，相對于白熾燈等傳統照明光源，LED因具有使用壽命長、節能高效、環保無害且控制簡單等優點而被廣泛應用于各種場合[1-6]。

對于LED照明產品，其中最突出的是LED燈與LED驅動電源壽命不匹配的問題[7-10]。常用的LED驅動電源中都使用了電解電容來平衡兩倍工頻脈動功率，但是電解電容的壽命無法達到具有近五萬小時工作時長的LED燈的使用壽命，而且溫度還會嚴重影響電解電容的工作壽命，溫度每升高10 ℃，電解電容使用壽命就會相應減半[11-12]。當LED驅動電源的工作環境溫度過高時，內部電解質沸騰，將導致電解電容永久損壞。所以，為發揮LED燈的優良特性需要去除LED驅動電源中的電解電容，從而提高LED驅動電源的壽命和可靠性。因此對無電解電容LED驅動電源的研究具有重要的現實意義。

為了消除電解電容對LED驅動電源壽命的影響，現有技術可以概括為兩種[13-14]：一種是在現有電路的基礎上改進控制策略[15-19]；另一種是創新拓撲結構來平衡脈動功率[20-27]，從而去除電解電容。文獻[15-16]通過在輸入側注入諧波電流來減小電容容值，但是注入諧波電流會帶來功率因數降低的問題，因此不適用于對功率因數要求嚴格的場合。文獻[17-19]基于LED發光強度與瞬時電流波形無關的特性，提出在輸出側采用脈動電流驅動LED的方案，可以有效減少輸入和輸出之間的功率脈動，降低電容容值，功率因數高，但是流過LED的電流包含的兩倍工頻分量會帶來頻閃，引發人眼視覺疲勞。

文獻[20-21]提出在輸入或輸出側并聯雙向變換器(bi-directional converter，BDC)， BDC的功率平衡電容緩沖了輸入輸出功率之差，電路的功率因數高，但相應的控制較為復雜。文獻[22]以反激變換器作為主電路，與其他DC/DC變換器組合提出一系列無電解電容LED驅動電路，可以實現較高的功率因數，控制電路簡單，易于實現，但是變壓器漏感引發的電壓尖峰問題仍然存在，需要增加額外的吸收電路，增加了電路成本。文獻[23]在傳統SEPIC型AC/DC變換器拓撲的基礎上引入填谷電路來降低電容容值，但填谷電路電流存在畸變，會引起功率因數的降低。文獻[24-25]通過在反激變換器的變壓器上增加第三輔助繞組來實現功率分流，減少了開關管的數量，但磁性元器件數量較多，功率密度較低。文獻[26]提出一種基于可控開關電容的單級無橋式無電解電容LED驅動電路，提升了電路效率，但是控制較為復雜，限制了其應用。文獻[27]提出一種無電解電容buck-boost正反激LED驅動電路，磁芯利用率和效率高，但需要在輸出側額外增加一個電感來減小輸出電流紋波，增加了電路成本。

本文在上述文獻基礎上，提出一種單級非隔離型無電解電容LED驅動電源，通過輔助功率平衡電路平衡輸入功率和輸出功率的脈動，從而減少輸出電流的兩倍工頻紋波，通過增大輔助儲能電容上的電壓紋波進一步減小輔助儲能電容的容值，因此可以使用小容量薄膜電容替代大容量的電解電容。輔助功率平衡電路可以在吸收變壓器漏感能量、降低主開關管電壓應力的同時，提高電路的效率。

1 無電解電容LED驅動電路結構與工作原理分析

1.1 電路結構

所提單級非隔離型無電解電容LED驅動電路結構如圖1所示，主要由反激變換器和輔助功率平衡電路組成。反激變換器包含變壓器T1、主開關管Sm和續流二極管Do，其中：反激變換器工作在電流斷續模式(discontinuous current mode，DCM)，Sm的占空比基本恒定，可實現功率因數校正功能和恒流輸出；輔助功率平衡電路由輔助開關管S1和S2、輔助儲能電容Cs以及輔助二極管D1和D2組成，其中，S1和S2用于控制輔助功率平衡電路功率流動，抑制輸出電流的低頻紋波。

圖1 單級無電解電容LED驅動電路拓撲結構 Fig.1 Circuit topology of proposed LED driver

1.2 工作原理分析

無電解電容LED驅動電路主要工作波形如圖2所示，其中：ugsm、ugs1、ugs2分別為開關管Sm、S1、S2的驅動電壓波形；vin、iin為輸入電壓和電流波形；pin、Po為輸入功率和輸出功率波形；vcs為輔助儲能電容Cs兩端電壓波形，VCs為其平均值。電路分為pin>Po和pin

圖2 電路主要波形圖Fig.2 Main waveforms of proposed circuit

1)電路中所有器件均為理想器件；

2)由于開關管周期Ts遠小于工頻周期T，在開關周期Ts內將輸入電壓vin和輔助儲能電容電壓vcs視為定值。

1.2.1pin>Po時變換器工作模態分析

當pin>Po時，電路關鍵波形圖如圖3所示，其中：ip和is分別為變壓器原邊電感L1的電流和副邊電感L2的電流；iD1和iD2分別為輔助二極管D1、 D2的電流。輔助開關管S2保持關斷狀態，控制輔助開關管S1將輸入的多余能量儲存在輔助儲能電容Cs中。該功率條件下電路包含4個階段，各個階段的等效電路圖如圖4所示。

圖3 pin>Po時電路關鍵波形圖Fig.3 Key operating waveform of the circuit when pin>Po

圖4 pin>Po時電路各模態等效電路圖Fig.4 Equivalent circuits of different modes when pin>Po

1)(t0-t1)階段：t0時刻，主開關管Sm、輔助開關管S1導通，輔助二極管D1承受反壓關斷，輸入電壓經整流二極管DR1～DR4變為脈動的直流電壓，通過Sm對原邊電感L1充電，ip從0開始線性增加，續流二極管Do承受反壓關斷，LED負載由輸出濾波電容Co供能。ip與時間t的關系為

(1)

2)(t1-t2)階段：t1時刻，Sm關斷，D1承受正壓導通，L1通過D1、S1給輔助儲能電容Cs充電，ip從ip(t1)開始線性下降，Do保持截止狀態，LED負載繼續由Co供能。ip與時間t的關系為

(2)

在此階段，為了保證pin>Po時輸入的多余能量全部存入Cs中，Do需保持截止狀態，因此整流電路輸出電壓|vin(t)|和輔助儲能電容電壓vcs(t)必須滿足以下關系：

vcs(t)-|vin(t)|

(3)

式中：n=N1/N2，N1和N2分別為變壓器原邊繞組和副邊繞組的匝數；Vo為輸出電壓。

3)(t2-t3)階段：t2時刻， S1關斷，Do導通，副邊電感L2通過Do向LED負載釋放能量，is線性減小。is與時間t的關系為

(4)

4)(t3-t4)階段：t3時刻，is減小為0， Do截止，LED負載由Co繼續供能。t4以后電路又重復上一個開關周期工作。

1.2.2pin

當pin

圖5 pin

圖6 pin

1)(t0-t1)階段：t0時刻，主開關管Sm導通，輸入電壓經整流二極管DR1～DR4整流后，通過Sm對L1充電，ip從0開始線性增加， Do承受反壓關斷，LED負載由輸出濾波電容Co供能。此處ip和時間t的關系與式(1)一致。

2)(t1-t2)階段：t2時刻， Sm關斷，L2通過Do向LED負載釋放能量，L2電流線性減小。is與時間t的關系為

(5)

3)(t2-t3)階段：t2時刻，is減小為0， Do截止，此時S2導通，輔助儲能電容Cs通過輔助二極管D2、輔助開關管S2對L2充電，同時給LED負載供能。is從0開始線性增加。is與時間t的關系為

(6)

4)(t3-t4)階段：t3時刻，S2關斷，Do導通，L2通過Do向LED負載釋放能量，is線性減小。is與時間t的關系為

(7)

5)(t4-t5)階段：t4時刻，L2電流減小為0，Do截止，LED負載由Co繼續供能。t5以后電路又重復上一個開關周期工作。

2 控制策略

為了去除電解電容，需要抑制輸出電流的低頻紋波。本文提出利用輔助功率平衡電路平衡瞬時輸入功率與輸出功率的差值，從而抑制輸出低頻電流紋波。根據瞬時輸入功率和輸出功率大小分以下兩種情況進行分析。

1)pin>Po時，輔助儲能電容能量的存儲控制。

對應圖2中[T/8,3T/8]階段，調節輔助開關管S1的導通時間Δt2=t2-t1，將輸入多余的能量存入輔助儲能電容Cs中，避免負載獲得過多的能量，從而抑制輸出電流的低頻紋波。

輸出電流平均值表達式為

(8)

式中：Dm為主開關管Sm的占空比；Vm為輸入電壓的幅值。

由式(8)可以推導出工作在DCM模式的主開關管導通時間為

(9)

由于一個開關周期內副邊電感L2中的電流平均值Is與輸出電流平均值Io相等，結合式(4)和式(8)，可以求得副邊電感L2的電流is下降至0的時間為

(10)

結合式(1)、式 (2)、式(4)、式(9)、式(10)可得輔助開關管S1導通時間為

(11)

由式 (11)可推導出開關周期中負載電流io和輔助開關管S1導通時間Δt2的關系式為

(12)

根據式(12)可知，為抑制輸出電流紋波，使得io等于輸出電流平均值Io，輔助開關管S1的占空比dS1應滿足：

(13)

圖7給出了dS1隨時間t的變化曲線。可以看出，dS1(t)的圖像近似于正弦曲線，因此控制輔助開關管S1的占空比大小按照正弦規律變化，就可以將輸入超過額定輸出所需的能量存儲到電容Cs中。

圖7 開關管S1占空比隨時間變化曲線Fig.7 Relationship between the duty cycle of S1 and time

采用數字控制來給定開關管的占空比，設輔助開關管S1的占空比為

DS1=Kcha[N]。

(14)

式中：Kch為輔助開關管S1的占空比系數；a[N]為幅值為1的標準正弦變化數組。由于數組為離散數據，根據半個工頻周期內pin>Po階段的持續時間th和開關周期Ts，可計算出數組a[N]包含的整數數量為

(15)

當N從1到Na逐漸遞增時，調節Kch值可以改變S1的導通時間，控制存入輔助儲能電容Cs中的能量大小，從而抑制輸出電流的低頻紋波。

2)pin

對應圖2中[T/8,3T/8]階段，調節輔助開關管S2的導通時間Δt3=t3-t2，將存儲在輔助儲能電容Cs中的能量向負載釋放，補償輸入對比輸出不足的能量，從而抑制輸出電流的低頻紋波。

結合式(1)、式(5)和式(9)可得副邊電流is第一次下降到0的時間為

(16)

為保證在輸入電壓范圍內，輔助開關管S2的導通時刻始終為在副邊電感L2的電流is第一次下降到0之后，結合式(9)和式(16)，輔助開關管S2的導通時刻TS2應滿足以下條件：

TS2≥max(Δt1+Δt2)=

(17)

由式(6)可得到輔助開關管S2的導通時間為

(18)

由式(7)可得到副邊電流is第二次下降到0的時間為

(19)

同理，開關周期內，副邊電感L2電流平均值與輸出電流平均值Io相等，結合式(16)和式(18)、式(19)可推導出負載電流io和輔助開關管S2導通時間Δt3的關系式為

(20)

根據式(20)可知，為抑制輸出電流紋波，使得io等于輸出電流平均值Io，輔助開關管S2的占空比dS2應滿足以下的關系式：

(21)

圖8為dS2隨時間t的變化曲線。可見dS2(t)的圖像近似于橢圓曲線，因此控制輔助開關管S2的占空比大小按照橢圓規律變化，就可以將存儲在輔助電容Cs中的能量釋放給負載，填補輸入功率不足的部分。

圖8 開關管S2的占空比隨時間變化的關系曲線Fig.8 Relationship between the duty cycle of S2 and time

同樣，設輔助開關管S2的占空比為

DS2=Kdisb[N]。

(22)

式中：Kdis為輔助開關管S2的占空比系數；b[N]為幅值為1的橢圓函數數組。與pin>Po情況類似，根據半個工頻周期內pin

(23)

當整數N從1到Nb逐漸遞增時，調節Kdis值可以改變S2的導通時間，控制輔助儲能電容Cs釋放的能量大小，從而抑制輸出電流的低頻紋波。

圖9給出了所提電路的控制框圖。通過采樣輸入電壓瞬時值與電壓有效值比較，判斷輸入功率pin和輸出功率Po的大小。采樣輸出電流與給定參考值Io_ref進行比較，經過PI調節，由驅動電路輸出驅動信號控制主開關管Sm工作，實現功率因數校正和恒流輸出。通過采樣電容Cs電壓的平均值與給定的參考信號Vcs_ref比較，同樣經過PI調節得到輔助開關管S1、S2占空比系數Kch、Kdis。當檢測到pin>Po時，輔助開關管S1開始工作，整數N從1逐漸遞增，則占空比DS1即可按照式(14)的規律變化；當檢測到pin

圖9 單級無電解電容LED驅動電路控制框圖Fig.9 Control block diagram of the proposed circuit

3 參數設計

3.1 輔助儲能電容設計

假設LED驅動電源的功率因數和效率均為1，當輸出功率Po為定值時，根據瞬時輸入功率和輸出功率關系，可推導出輔助儲能電容容量Cs和輸出功率Po之間的關系以及輔助儲能電容上電壓vcs隨時間變化的關系為：

(24)

(25)

式中：ΔVcs為電容Cs電壓脈動值；Vcs_max為電容Cs電壓最大值。

則輔助儲能電容Cs的最小電壓和平均值為：

(26)

(27)

根據式(25)～式(27)可繪制出輔助儲能電容電壓最大值Vcs_max、最小值Vcs_min、平均值Vcs和電容值Cs的關系曲線，如圖10所示。

圖10 Cs兩端電壓的最大值、平均值、最小值和其容值大小的關系曲線Fig.10 Relationship curve between the maximum、 average、minimum and capacitance value of the voltage across Cs

由式(24)可知，在輸出功率Po為定值的情況下，增大Vcs和ΔVcs均可大大減小輔助儲能電容Cs的容值，但此處電容電壓的設定應保證：開關管電壓應力不超過耐壓值；滿足式(3)的約束條件。

根據圖10的關系曲線，最終選擇輔助儲能電容Cs為6.6 μF，Vcs_max=260 V時，輔助儲能電容平均電壓Vcs=228.3 V，最小電壓Vcs_min=196.6 V，該最小電壓可以保證pin>Po模態下輔助電容Cs充電回路正常工作。

3.2 電感設計

當變壓器電感工作在DCM模式下，輸入電流為

(28)

由式(28)可以看出，在DCM模式下，輸入電流|iin(t)|可跟隨輸入電壓|vin(t)|變化，因此為使單級無電解電容LED驅動電路始終能夠實現功率因數校正功能，變壓器原邊電感的設計應保證其始終工作在DCM模式下。

1)pin>Po的情況。

為保證電路始終工作在DCM模式，在開關周期下，每個階段的持續時間應滿足以下關系：

Δt1+Δt2+Δt3

(29)

結合式(9)、式(11)和式(12)可知，原邊電感L1必須滿足以下條件：

(30)

2)pin

為保證電路始終工作在DCM模式，在開關周期下，每個階段的持續時間應滿足以下關系：

Δt1+Δt2+Δt3+Δt4

(31)

結合式(9)、式(17)～式(19)和式(21)可知，原邊電感L1必須滿足以下條件：

(32)

式中A(t)表示為

為保證在pin>Po和pin

4 實驗驗證

為驗證本文所提方案的正確性和可行性，搭建了一臺LED驅動電路實驗樣機，如圖11所示。樣機的主要參數如表1所示，參數設計滿足電路工作在DCM模式以及式(3)的約束條件。主要器件選型：主開關管Sm、輔助開關管S1和S2的型號為FQPF10N60C；輔助二極管D1和D2、續流二極管Do以及整流二極管DR1～DR4均選用HER506。

圖11 單級無電解電容LED驅動電路實驗樣機Fig.11 Experimental prototype of proposed LED driver

表1 樣機的主要參數

圖12為輸入電壓vin、輸入電流iin、輔助儲能電容電壓vcs以及輸出電流io的實驗波形。可以看出，輸入電壓與輸入電流基本同相位，電路具有較高的功率因數。輸入電壓在90～135 V的范圍內變化時，輔助儲能電容Cs兩端電壓為脈動電壓形式，電壓平均值穩定，平衡了輸入功率和輸出功率的差值，輸出電流低頻紋波均可降到20%以下，與理論分析一致。

圖13為工頻下，輔助儲能電容電壓vcs以及開關管Sm、S1和S2的驅動電壓ugsm、ugs1和ugs2的實驗波形。可以看出，pin>Po時主開關管Sm、輔助開關管S1導通，輔助開關管S2保持關斷狀態，電容Cs充電，存儲多余的輸入能量。pin

圖12 無電解電容LED驅動電路主要實驗波形圖Fig.12 Main experimental waveforms of proposed circuit

圖13 開關管驅動波形和電容電壓vcs的實驗波形Fig.13 Experimental waveforms of drivers and capacitor voltage vcs

圖14和圖15分別為pin>Po、pinPo時，主開關管Sm關斷后，輔助開關管S2保持導通的時間內，ip下降，iD1與ip大小相等，電容Cs存儲了輸入多余的能量；當pin>Po時，主開關管Sm關斷后，ip線性下降到0，輔助開關管S2導通，這段時間內ip線性上升，iD2與is大小相等，電容Cs釋放能量，補償了輸出電流紋波。在兩種模式下電路均工作在斷續模式，實驗結果與理論分析一致。

圖14 pin>Po時主要工作波形Fig.14 Key experimental waveforms when pin>Po

圖15 pin

圖16(a)和圖16(b)分別為未加入輔助功率平衡電路和加入輔助功率平衡電路后主開關管Sm驅動電壓ugsm以及開關管Sm漏極和源極兩端的電壓uds_m的實驗波形。可以看出，加入輔助功率平衡電路后，在主開關管Sm關斷后，輔助開關管S1仍然導通，輔助儲能電容吸收了漏感能量，因此，變壓器漏感引起的電壓尖峰大大減小。

圖16 開關管電壓尖峰的對比實驗波形Fig.16 Comparison of experimental waveforms of switching tube voltage spikes

表2為降低輸出電流低頻紋波ΔIo的對比實驗結果。左邊兩列為未加輔助平衡電路情況下，使用不同濾波電容Co的實驗數據；右邊兩列為加入輔助平衡電路后，固定輸出側濾波電容Co為8.8 μF，使用不同輔助儲能電容Cs的實驗數據。圖17和圖18給出了具體的實驗波形。

圖17 不同輸出濾波電容Co的實驗波形圖Fig.17 Experimental waveforms of different Output filter capacitor capacitor Co

圖18 不同輔助儲能電容Cs的實驗波形圖Fig.18 Experimental waveforms of different auxiliary energy storage capacitor capacitor Cs

表2 降低輸出電流低頻紋波的對比實驗結果

分析實驗結果可知，未加入輔助功率平衡電路時，輸出濾波電容Co增加至110 μF，輸出電流低頻紋波才降至20%以下；而加入輔助功率平衡電路后，當輸出側濾波電容Co為8.8 μF時，中間儲能電容Cs的容值僅為12.2 μF，輸出電流低頻紋波便可低至20%以下，但隨著Cs容值的增加，輸出側電流的低頻紋波變化不明顯。因此輸出濾波電容和輔助儲能電容均可使用小容量的薄膜電容替代電解電容，實現無電解電容的LED驅動電路方案。

圖19(a)和圖19(b)分別為單級無電解電容LED驅動電路功率因數、網側電流THD和效率隨輸入電壓的變化曲線，可以看出，在額定輸入電壓為110 V時功率因數為0.965，網側電流THD為9.3%，效率為82%。輸入電壓在90～135 V的變化范圍內，功率因數均大于0.95，網側電流THD均小于13%，效率高于80.84%。

圖19 功率因數、網側電流THD以及變換器效率 隨輸入電壓的變化曲線Fig.19 Variation curves of converter power factor, THD of grid-side current and efficiency with different input voltages

5 結 論

本文提出了一種單級非隔離型無電解電容LED驅動電源，在反激變換器的基礎上通過增加輔助功率平衡電路來平衡輸入功率與輸出功率的差值，并且吸收變壓器漏感引起的電壓尖峰，從而抑制了輸出電流的兩倍工頻紋波，減少了開關管的電壓應力。實驗結果表明，所提出電路方案在輔助儲能電容為6.6 μF、輸出濾波電容為8.8 μF時，電路功率因數可達0.95以上，輸出電流紋波可以降至20%以下，因此，電路可以采用小容量的薄膜電容取代電解電容，從而實現了無電解電容化。由于僅有少量脈動功率需要經過輔助功率平衡電路進行二次變換，因而提高了電路的轉換效率。