低壓輸出DC/DC正激變換器設計

石方園，李佳俊

（1．黑龍江科技大學電氣與控制工程學院，黑龍江哈爾濱，150022；2．上海富山精密機械有限公司，上海，201500）

0 引言

隔離型DC/DC變換器是因為電路中加入高頻變壓器，使得前后級被電氣隔離，這類變換器解決了輸入輸出壓差大的問題，從而提高了供電的安全性和電磁兼容性[1]，較為常用的是反激和正激變換器，其中正激變換器在中功率場合有較為廣泛的應用，然而單管正激變換器的開關管關斷時所承受的壓降為輸入電壓的2倍，對于輸入電壓較高的場合而言開關器件的選擇較為困難，與此同時因為變壓器內部的電感電流不能突變因而還需要磁復位繞組，進一步使得電路的設計較為復雜，為了實現低壓大電流的功率輸出本文設計并驗證了一種雙管正激變換器拓撲，此時電路中雖然多了一個開關管和二極管，但是卻使開關管的關斷壓降的最大值降為輸入電壓，而且由于二極管的存在使得電路不在需要磁復位繞組[2-3]。

1 電路結構及工作原理

經典的雙管正激變換器主電路拓撲如圖1所示，主電路拓撲由高頻變壓器T、全控型開關器件Q1和 Q2，二極管 D1-4、濾波電感 L、濾波電容C1、負載 RL組成[4]。然而由于二極管通態電阻大，對于低壓大電流輸出時電路的損耗大，因而同步整流技術備受關注，其主要是利用電力開關管取代整流二極管，由于電力開關管的通態電阻小因而能夠降低電路的損耗，根據工作原理的不同可分為電壓型驅動與電流型驅動，其中電流型驅動需要設計復雜的電流互感器，而且磁復位繞組在復位時會產生很大電壓尖峰，這使得二極管的電壓應力增加不利于二極管選型，同時還是帶來嚴重的EMI問題，相比之下電壓型驅動不僅簡單可靠，而且不存在死區期間二極管損耗問題，因而使用較為廣泛，本文也采用了電壓型驅動模式[5]，如圖2所示。

圖1 雙管正激拓撲

圖2 同步整流拓撲

為方便下文分析現假設電路中所有的元器件均為理想元件，開關管Q1和Q2同時導通或者關斷，圖3是開關管Q1和Q2導通和關斷的等效電路模型圖，圖4是電路的主要工作波形圖[3]。

圖3 等效電路

圖4 主要波形

由3(a)可知，當Q1和Q2導通時，此時電源通過Q1和Q2變壓器的原邊將能量耦合到副邊向負載端供電，此時電感進行儲能，電感電流iL線性增加[6]。

由3(b)可知，當Q1和Q2關斷時，由于電感電流無法突變，此時變壓器原邊中的能量無法通過副邊向負載供電，只能通過二極管D1和D2將能量回饋給電源側，因而相較于單管正激電路不需要磁復位繞組，此時電感對負載放電，則電感電流iL線性下降[6]。

2 主要器件計算分析

2.1 主變壓器設計

主變壓器選用的是EE40型號的磁芯材料，根據計算公式可知原邊的計算匝數為：

式中VinMin——輸入電壓的最小值；

DMax——占空比的所取最大值；

Ae——EE40磁芯的有效截面積；

ΔBm——磁化曲線的磁擺幅；

f——功率器件的開關頻率。

求出變壓器的匝數比，考慮二極管的管壓降Vf，則由公式(2)可求出匝數比：

求得匝數比之后根據原邊匝數則可算出副邊匝數的數值，便根據需要取額定數值，同時將取副邊匝數值再次代入到式(2)中，求出原邊得匝數，并根據需要進行選擇。

2.2 濾波電感計算

假定電感電流的波動為ΔIL，一般取輸出電流的20%，電感電流的下降時間為(1-d)TS，電感值為L，由圖4可得出ΔIL的計算公式為：

2.3 開關管參數設計

假定電感電流的波動為ΔIL，則由圖4假定電感電流的峰值為iLPK則電感電流峰值的表達式如式(4)所示：

則流經開關管Q1、Q2電流最大值與電感電流的峰值相差一個變壓器匝數比關系，即有：

開關管Q1、Q2關斷時承受的電壓最大為輸入電

3 實驗驗證

利用SG3525搭建了一個小功率樣機，在進行參數設定時考慮一定的裕量，具體的參數選取如下表1所示。

表1 參數設定

實驗結果如下圖所示，圖5是開關管Q1電壓應力UQ1，開關管導通時其大小等于輸入電壓，開關管關斷時為為輸入電壓的一半，當原邊磁復位完成之后其大小為零；圖6為負載突變為額定時的輸出電壓波形，當負載接入時輸出電壓下降，但很快就又穩定在5V，即系統抗擾動能力較強；圖7為變壓器原邊和副邊的電壓波形，兩者圖形一樣，值大小存在一個匝數比的關系；圖8為電感L兩端的電壓波形。

圖5 開關管電壓應力

圖6 負載突變時輸出電壓波形

圖7 變壓器原邊、副邊電壓

圖8 電感電壓波形

4 結論

本文主要論述了雙管正激變換器電路的工作原理，對其中一些主要器件參數完成了計算推導，通過小功率實驗樣機驗證了所設計的雙管正激變換器具有良好的動態特性。