有源中點鉗位五電平逆變器懸浮電容預充電控制策略

李科峰 高 山 劉計龍 肖 飛 麥志勤

有源中點鉗位五電平逆變器懸浮電容預充電控制策略

李科峰 高 山 劉計龍 肖 飛 麥志勤

（海軍工程大學艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室 武漢 430033）

有源中點鉗位五電平（ANPC-5L）拓撲是一種適用于中高壓變頻驅動的新型拓撲結構。現有ANPC-5L逆變器懸浮電容預充電方法具有簡單可靠、不需要外部充電電路等優勢，但也存在開關管電壓應力過大、強制互補的開關管直通等不足。針對此問題，該文提出一種懸浮電容預充電控制策略，通過在交流側布置預充電電阻，即可實現直流側支撐電容和橋臂內懸浮電容同時預充電，預充電過程中既可以確保支撐電容中點電位為母線電壓的一半，也可以確保各橋臂懸浮電容電壓為母線電壓的四分之一。該文分析預充電過程的等效電路，推導預充電過程中電容電壓的時域解析表達式，得出預充電電路參數設計的理論依據。通過電路仿真，對所提預充電控制策略進行了驗證，同時在一臺功率等級為100kW的ANPC-5L逆變器樣機上對所提控制策略進行了實驗驗證。

有源中點鉗位 五電平 懸浮電容 預充電 電容電壓控制

0 引言

有源中點鉗位五電平（Active Neutral-Point- Clamped Five-Level，ANPC-5L）拓撲結構自2005年被提出以來，因其輸出電平多、開關管承受電壓應力低和控制冗余性高等優勢受到了國內外學者的廣泛關注，被認為是具有廣闊應用前景的多電平拓撲的典型代表[1-6]。作為一種新型多電平拓撲結構，ANPC-5L拓撲避免了模塊化多電平拓撲中子模塊電壓不均衡且存在波動的問題，也克服了傳統二極管鉗位拓撲和飛跨電容多電平拓撲存在的鉗位中點多、器件數量多等不足，其實用性已經歷了相關工業產品的驗證[6-9]。由于ANPC-5L拓撲只有一個母線中點，多數開關器件的開關頻率和輸出基頻保持一致，只有少部分器件工作在高頻開關狀態[10-12]。該拓撲既有利于簡化控制算法，又有利于降低裝置的總體損耗、提高電能變換效率。ANPC-5L拓撲中各開關管承受的電壓應力僅為母線電壓的四分之一，非常適合應用于中高壓變頻驅動領域[13-14]。因此，研究ANPC-5L逆變器及其控制策略具有重要的理論研究和實際應用價值[15-16]。

ANPC-5L逆變器拓撲中存在兩種類型的電容：一種為直流母線的支撐電容，支撐電容分為上半母線支撐電容和下半母線支撐電容；另一種為橋臂內的懸浮電容，各橋臂內均有一個懸浮電容。ANPC- 5L逆變器正常工作的前提[12, 17-18]是控制支撐電容的中點電位為直流母線電壓的一半，懸浮電容電壓為直流母線電壓的四分之一。控制支撐電容和懸浮電容電壓一方面是ANPC-5L逆變器輸出五種標準電壓的前提；另一方面是避免開關管承受過高電壓應力的重要保證[19]。因此，支撐電容和懸浮電容預充電是ANPC-5L逆變器起動運行前的必要環節。

目前，多數學者都是基于低壓小功率實驗平臺開展ANPC-5L逆變器的研究，實驗中通過額外的獨立電源對懸浮電容預充電[20-22]。但是該方法一方面操作復雜度高、成本需求大；另一方面對充電精度和三相懸浮電容電壓一致性難以保證，不適用于高壓大功率場合。針對此問題，文獻[19]提出了一種依靠ANPC-5L本體電路進行懸浮電容預充電的方法。該方案通過合理地選取開關模態，將相鄰兩相ANPC-5L拓撲等效為Boost電路，將電機負載等效為預充電回路的阻感負載，在小電流工況下利用直流母線電壓依次對三相懸浮電容充電。但由于該策略對支撐電容和懸浮電容充電是獨立進行的，一方面增加了實現復雜度；另一方面會在充電過程中出現部分開關管電壓應力加倍的問題。為避免開關管電壓應力過大的問題，文獻[23]提出了一種ANPC-5L整流器的電容預充電方法。該方法在設置交流側充電電路的基礎上有序控制各相橋臂開關管通斷，并且分四個階段對懸浮電容及支撐電容充電。然而，該方法需要額外的三相380V充電電源及變壓器，增加了實現復雜度；且在充電過程中存在橋臂內互補開關管同時導通的情況，極大地增加了安全隱患，這在高壓大功率工程應用場合中應當是被禁止的。文獻[3]提出了一種在ANPC-5L逆變器運行過程中的懸浮電容電壓控制策略，該控制策略可以在ANPC-5L逆變器起動運行過程中自動將懸浮電容充電至直流母線電壓的四分之一，但其仍存在開關管承受電壓應力加倍的問題。

針對上述問題，本文提出了一種改進型的懸浮電容預充電控制策略，該策略不需要額外的獨立充電電源，只需要在逆變器的三相輸出端口布置一套小功率三相充電電阻。預充電過程均利用ANPC-5L逆變器正常的開關模態，避免了出現強制互補的開關管同時導通的情況。該策略可以實現支撐電容和懸浮電容同時預充電，既可以保證支撐電容中點電位為母線電壓的一半，又可以保證三相橋臂的懸浮電容電壓均為母線電壓的四分之一。理論推導、仿真分析和實驗結果均驗證了所提充電策略的正確性和實用性。

1 ANPC-5L基本原理及電壓應力分析

1.1 拓撲結構及開關模態

圖1 單個ANPC-5L橋臂的拓撲結構

Fig.1 Topology of single ANPC-5L bridge

表1 單個ANPC-5L橋臂的開關模態

Tab.1 Switch modes of single ANPC-5L bridge

1.2 開關管電壓應力分析

半母線電容充電完成后，ANPC-5L逆變器若在懸浮電容未充電情況下開始運行，開關管承受的最大電壓應力可達2，是正常工況下電壓應力的2倍，這無疑對開關器件提出了更高的要求。因此，懸浮電容預充電是ANPC-5L逆變器正常運行必不可少的一個環節。

2 傳統懸浮電容預充電控制策略

本節對三種現有的ANPC-5L逆變器懸浮電容預充電控制策略進行介紹，分析各個策略的優勢及其存在的不足，明確預充電控制策略的關鍵點和難點，增加解決問題的針對性。

2.1 基于交流側負載的預充電策略

圖2 電容預充電電流流通路徑

該充電策略中，某一時刻只有相鄰兩相的開關管動作，對前一相懸浮電容充電。當某一相電容充滿電后更換動作相，對下一相電容進行充電，直至將所有電容充電至目標值。

2.2 基于交流側電源的預充電策略

圖3 ANPC-5L整流器電容預充電等效電路

第一階段，所有開關管均為關閉狀態，每相二極管VD1、VD2、VD5、VD6、VD7、VD8、VD11、VD12導通，等效電路為三相全橋不控整流電路，整流輸出側為2個半母線支撐電容串聯，每個支撐電容充電目標值均為。

第四階段與第三階段同理，因此不再贅述。

2.3 基于逆變器起動過程的自動預充電策略

文獻[3]提出了一種在ANPC-5L逆變器起動運行過程中實現各橋臂懸浮電容預充電的策略。在母線支撐電容預充電完畢的基礎上，通過提出的懸浮電容電壓控制策略在運行過程中對懸浮電容充電。由于逆變器初始狀態懸浮電容電壓為0，支撐電容電壓為母線電壓的二分之一，該策略會產生開關管電壓應力加倍的問題。在預充電初始狀態下，以開關模態M6為例進行分析，開關狀態如圖4所示。

圖4 單個ANPC-5L橋臂開關模態M6

2.4 傳統懸浮電容預充電策略的優勢及不足

文獻[19]的方法不需要添加任何額外的器件，因此沒有任何額外的成本代價，只利用電路本身和交流側負載，即可完成懸浮電容預充電。然而，該方法必須要對支撐電容和懸浮電容分步充電，在懸浮電容充電過程中依次對三相懸浮電容充電。一方面，該方法存在高頻側開關管電壓應力加倍的問題；另一方面，預充電過程中流過負載的充電電流可能會對交流側負載帶來不利的影響。

文獻[23]的方法中，充電電流不流經交流側負載，不會對交流側負載產生干擾；也避免了文獻[19]中開關管電壓應力加倍的問題。但其需要額外設置三相交流預充電電源且需要分步對電容進行充電。該策略一方面過程復雜，對控制時序提出了很高的要求；另一方面在第二階段中需要強制本應互補的開關管同時導通，大大增加了系統的不穩定因素，極大地降低了其在工程應用中的可行性。

文獻[3]通過提出的懸浮電容電壓控制策略在ANPC-5L逆變器起動運行過程中對懸浮電容充電，不需要增加額外的元器件，也不需要單獨的懸浮電容預充電過程，但其仍然存在開關管承受電壓應力加倍的問題。

3 懸浮電容預充電控制策略

針對以上預充電策略中存在的不足，提出了一種ANPC-5L逆變器懸浮電容預充電控制策略，本節分別從預充電電路結構及充電流程、模態選取原則、預充電等效電路分析三方面進行介紹。

3.1 預充電電路結構及充電流程

圖5 ANPC-5L逆變器預充電電路

3.2 ANPC-5L逆變器模態選取原則

本節介紹預充電過程中橋臂開關模態的選取原則。懸浮電容預充電有兩種充電路徑：一種充電路徑可以升高中點電位；另一種充電路徑可以降低中點電位。根據當前中點電位偏差和當前懸浮電容電壓的狀態選擇相應的開關模態。下面對充電路徑和相應開關模態進行舉例分析。

當支撐電容中點電位小于直流母線電壓的二分之一時，選取預充電路徑1，其示意圖如圖6所示。在預充電路徑1中，有一相橋臂處于滿電流充電狀態，開關模態為M6，如圖6a所示；另外兩相橋臂處于半電流充電狀態，開關模態為M5，如圖6b所示。在預充電過程中，使懸浮電容電壓最低的一相橋臂處于滿電流充電狀態，另外兩相橋臂處于半電流充電狀態。從交流側觀察，充電電流從處于開關模態M6的橋臂流出，從處于開關模態M5的另外兩個橋臂流入；從直流側觀察，電流從正母線流出，最終流入支撐電容中點，支撐電容中點電位升高。

當支撐電容中點電位大于直流母線電壓的二分之一時，選取預充電路徑2，其示意圖如圖7所示。在預充電路徑2中，有一相橋臂處于滿電流充電狀態，開關模態為M2，如圖7a所示；另外兩相橋臂處于半電流充電狀態，開關模態為M1，如圖7b所示。在預充電過程中，使懸浮電容電壓最低的一相橋臂處于滿電流充電狀態，另外兩相橋臂處于半電流充電狀態。從交流側觀察，充電電流從處于開關模態M2的橋臂流出，從處于開關模態M1的另外兩個橋臂流入；從直流側觀察，電流從支撐電容中點流出，最終流入負母線，支撐電容中點電位降低。

圖6 預充電電流路徑1示意圖

圖7 預充電電流路徑2示意圖

一個開關周期（本文中開關周期為200ms）開始時，根據當前支撐電容中點電位大小選擇充電路徑1或充電路徑2；比較三相懸浮電容電壓，電壓最小的相進行滿電流充電，其余兩相進行半電流充電。開關模態選擇依據見表2，根據模態動作規則可知，在整個充電過程中，三相懸浮電容會輪流充當電壓最小的角色，依次進行滿電流充電。

表2 ANPC-5L逆變器開關模態選擇依據

Tab.2 Selection basis of ANPC-5L switch mode

3.3 懸浮電容預充電等效電路分析

3.3.1 懸浮電容預充電電流路徑

ANPC-5L電容預充電過程中，電能從直流母線流向相支撐電容、懸浮電容和預充電電阻。為保持支撐電容電壓平衡，充電過程中會交替采用充電路徑1和充電路徑2，兩個充電路徑平均作用時間相等。由于兩個充電路徑對三相懸浮電容電壓的影響是相同的，因此選取充電路徑1為例進行分析。

圖8 預充電路徑1等效電路

3.3.2 懸浮電容電壓解析表達式推導分析

由于預充電過程中各橋臂的開關模態在不斷變化，因此充電電路是一種線性時變電路，無法使用線性時不變電路理論進行分析。然而，為了表征整個充電過程中懸浮電容電壓變化的統一性規律，必須對電路進行簡化和等效。由于充電完成后三相懸浮電容電壓均為，所以等效后最終的電容電壓同樣應為，簡化后的懸浮電容充電回路中應當有兩組電阻和電容串聯，預充電路徑1簡化等效電路如圖9所示。圖中，up為支撐電容up的電流。

圖9 預充電路徑1簡化等效電路

根據KCL有

式中，up為支撐電容up的電壓；eq為電容eq的電壓。根據KVL有

3.3.3 支撐電容電壓解析表達式推導分析

聯立式（5）、式（6）可得

其中

3.3.4 預充電電阻設計原則

由3.3.2節可知，直流側充電電阻cd會對整個預充電過程所需的時間產生影響。假設只給支撐電容充電，按照15s（5倍充電時間常數）內完成充電這一要求進行計算，如式（19）所示，得到cd的范圍，如式（20）所示。然而，考慮到實際充電過程中直流母線同時給交流側懸浮電容充電，會延緩整個充電進程。因此，確定直流側充電電阻阻值為180W。

圖10 不同Rfcd取值下開關管最大電壓應力計算結果

4 仿真證明

為了證明所提控制策略及理論分析的正確性，本節對ANPC-5L懸浮電容預充電控制策略進行仿真，采用的仿真環境為PLECS 4.1，具體仿真參數見表3。

表3 ANPC-5L逆變器仿真參數

Tab.3 Simulation parameters of ANPC-5L inverter

首先采用懸浮電容充電電阻fcd=180W進行仿真證明，觀察預充電過程中支撐電容電壓、懸浮電容電壓和開關管承受最大電壓應力的變化情況。預充電過程中電容電壓仿真及解析計算結果如圖11所示。由圖11可知，充電過程中兩個支撐電容電壓基本保持一致，保證了支撐電容中點電位始終為直流母線電壓的一半。三相懸浮電容電壓基本保持一致，且最終達到母線電壓的四分之一。圖11中虛線為支撐電容電壓的解析計算結果，可知解析計算與仿真結果基本保持一致。

圖11 電容電壓仿真及解析計算結果（Rfcd=180W）

圖12 電容電壓仿真及解析計算結果（Rfcd=90W）

根據理論分析可知，預充電過程中開關管承受的最大電壓應力為當前時刻支撐電容電壓與懸浮電容電壓之差。根據該數學關系繪制預充電過程中開關管最大電壓應力曲線，如圖13所示。由圖13可知，預充電過程中開關管承受的最大電壓應力隨母線電壓上升而不斷升高且最終均穩定在直流母線電壓的四分之一（250V）。懸浮電容充電電阻由180W減小至90W時，由于懸浮電容充電速度增加，充電過程中懸浮電容電壓與支撐電容電壓的差值有所減小，可見預充電過程中開關管承受的最大電壓應力有所減小，仿真與理論分析結果一致。

圖13 預充電過程開關管最大電壓應力仿真結果

圖14為預充電過程中電壓最小的懸浮電容對應相的仿真結果。由圖14可知，三相懸浮電容輪流扮演電壓最小的角色，按次序進行滿電流充電，仿真與理論分析結果一致。

圖14 最小懸浮電容電壓對應相仿真結果

5 實驗驗證

通過一臺100kW的ANPC-5L三相逆變器樣機對所提電容預充電策略進行驗證。樣機中采用的IGBT型號為FF450R12ME4，母線支撐電容為21mF，懸浮電容容值為5mF，直流充電電阻為180W。實驗參數均與仿真參數保持一致，分別在懸浮電容預充電電阻為180W、90W的工況下進行實驗，實驗平臺如圖15所示。

本實驗平臺的控制器包含1臺中央控制器和3臺底層控制器，中央控制器是基于TMS320C6678的8核數字信號處理芯片，主頻為1GHz，負責核心算法的執行。底層控制器采用FPGA芯片，主要負責模擬采樣及開關管驅動脈沖的生成。中央控制器和3臺底層控制器采用星形通信架構，點對點之間采用光纖通信，通信速率為20Mbit/s。中央控制器和上位機之間通過以太網進行通信，采用UDP通信協議。

圖15 ANPC-5L逆變器實驗平臺

本實驗平臺主要通過兩種方式記錄實驗數據：一種是通過泰克MSO44示波器記錄實驗數據；另一種是將控制芯片內的實時運行數據保存在RAM芯片中，待逆變器運行結束后通過以太網將RAM中的實時數據上傳到上位機。

圖16為ANPC-5L逆變器懸浮電容預充電過程的支撐電容電壓和三相懸浮電容電壓的波形。由圖16可知，12.5s內所有電容均預充電至目標電壓，充電過程中兩個支撐電容電壓基本一致，保證了支撐電容中點電位始終為直流母線電壓的一半。三相懸浮電容電壓基本一致，且最終達到母線電壓的四分之一，可見實驗波形與仿真結果及理論分析相符。

圖16 預充電過程電容電壓實驗波形（Rfcd=180W）

將懸浮電容充電電阻調整為90W再次實驗，得到預充電過程電容電壓波形如圖17所示。

圖17 預充電過程電容電壓實驗波形（Rfcd=90W）

由圖17可知，懸浮電容充電電阻為90W時，穩態結果與充電電阻為180W的結果相同，充電過程中懸浮電容電壓上升速度略有增加，與仿真相符。

圖18為根據預充電過程中支撐電容電壓及懸浮電容電壓波形繪制的開關管最大電壓應力曲線。隨著直流母線電壓不斷升高，最大電壓應力從零上升至直流母線電壓的四分之一，且懸浮電容充電電阻為90W時開關管充電過程中，承受的電壓應力明顯小于懸浮電容充電電阻為180W時承受的電壓應力，可見實驗結果與仿真結果及理論分析相符。

圖18 預充電過程開關管最大電壓應力曲線

6 結論

本文針對ANPC-5L逆變器懸浮電容預充電策略進行了研究，主要完成了以下幾方面的工作：

1）從實際需求角度出發，分析了懸浮電容預充電過程的必要性，剖析了現有ANPC-5L逆變器懸浮電容預充電方案存在的缺陷。

2）提出了一種ANPC-5L逆變器懸浮電容預充電控制策略。給出了充電過程中開關管的動作原則和具體實現方案，推導了充電過程中懸浮電容和支撐電容電壓隨時間變化的解析表達式，得出了懸浮電容預充電方案的理論依據。

3）從解析計算、仿真分析和實驗驗證三個角度驗證了所提預充電策略的正確性和有效性。所提預充電策略可以在充電過程中保持支撐電容中點電位為母線電壓的一半，三相懸浮電容電壓保持一致且最終達到母線電壓的四分之一。

4）所提預充電策略簡單可靠、實現方便。不僅可以避免傳統預充電策略中本應互補的兩個開關管同時導通的問題，也可以避免預充電過程中開關管承受過高的電壓應力的問題。

本文的研究成果對ANPC-5L逆變器的理論研究和工程應用具有一定參考價值。

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Floating Capacitor Pre-Charging Control Strategy for Five-Level Active Neutral-Point-Clamped Inverter

（National Key Laboratory of Science and Technology on Vessel Integrated Power System Naval University of Engineering Wuhan 430033 China）

Active neutral-point-clamped five-level (ANPC-5L) is a new topology suitable for medium and high voltage variable frequency drives. The existing floating capacitor pre-charging methods of ANPC-5L inverter are simple and reliable, and do not need external pre-charging circuits. However, there are also shortcomings such as excessive voltage stress on the switch component and forcing complementary switch component pass-through. Therefore, a floating capacitor pre-charging control strategy is proposed. By setting pre-charging resistors on the AC side, the proposed control strategy can charge DC-link capacitors and floating capacitors simultaneously, which can ensure that the neutral point potential of DC-link capacitors is half of the DC-link voltage and floating capacitor voltage is one fourth of the DC-link voltage during the pre-charging process. The equivalent circuits in pre-charging process are analyzed, the time-domain expressions of capacitor voltage are derived and the theoretical basis for parameter design of the pre-charging circuit is obtained. The proposed pre-charging control strategy is verified by circuit simulation. Meanwhile, experimental verification of the proposed strategy is conducted on a 100kW ANPC-5L inverter prototype.

Active neutral-point-clamped (ANPC), five-level, floating capacitor, pre-charge, capacitor voltage control

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210276

TM464

李科峰 男，1997年生，博士研究生，研究方向為有源中點鉗位逆變器、交流電機驅動控制技術。E-mail: lkf_xaut_2015@163.com

劉計龍 男，1988年生，副研究員，碩士生導師，研究方向為模塊化多電平變換器、交流電機驅動控制技術等。E-mail: 66976@163.com（通信作者）

2021-03-03

2021-07-16

國家自然科學基金（51807200）和國防科技卓越青年科學基金（2018-JCJQ-ZQ-002）資助項目。

（編輯 陳 誠）