基于GSMC 0.13 μm 工藝的低失調運算放大器設計

2022-04-30 03:47:12萬成功魯佳慧黃光明

電子元件與材料 2022年4期

萬成功,魯佳慧,黃光明

(華中師范大學物理科學與技術學院,湖北武漢 430079)

斬波調制技術可以有效減小放大器的失調和失調溫漂,但斬波調制會將失調調制到高頻形成輸出紋波,這增加了后級信號處理的難度[1-5]。為了減小輸出紋波,最常用的方法是在斬波放大器后加低通濾波器,但這會限制運放的帶寬[6-7]。文獻[8]采用了紋波抑制環,將紋波重新調制回直流,用該直流電壓補償原始失調,從而減小紋波,但紋波抑制環路需要大的積分電容,增加了芯片面積;文獻[9]采用了高通濾波的方法,在斬波解調器前加高通濾波器,抑制原始失調,進而減小紋波,但該方法會影響頻率特性。當前的紋波抑制技術雖然能有效抑制斬波紋波,但仍會帶來一些問題,如何更好地抑制斬波紋波依然是斬波放大器的研究重點。

本文為了減小斬波調制導致的輸出紋波,采用了自動調零和斬波調制相結合的方法,先對放大器做一次失調消除,再對放大器做斬波調制,這樣減小了原始失調,從而減小了輸出紋波,該方法不需要大的積分電容且不會對頻率特性造成影響;為了解除斬波調制對帶寬的限制,本文采用了斬波穩零技術,將運放設計為復合路徑放大器,低頻高增益路徑決定了失調,高頻低增益路徑拓展了帶寬。

1 復合路徑放大器

斬波調制會把直流失調和閃爍噪聲調制到斬波頻率,再經低通濾波將失調和閃爍噪聲濾除,但這樣會限制放大器的帶寬[10]。為了解決這個問題可以采用失調穩定的方法,將運放設計為復合路徑結構,運放由高頻低增益的主路徑和低頻高增益的輔助路徑構成。斬波調制和低通濾波器位于輔助路徑中,運放帶寬不受斬波調制影響。

圖1 是復合路徑放大器的原理圖。運放主路徑由放大器Ga、Gc串聯組成,輔助路徑由斬波調制器、放大器Gb、斬波解調器、低通濾波器、放大器Gc串聯組成。

圖1 復合路徑放大器Fig.1 Multipath amplifier

放大器Gb有著很高的直流增益,放大器Gb的直流增益遠大于放大器Ga,則運放的低頻增益由放大器Gb決定,運放的直流失調也由放大器Gb決定。放大器Ga的輸入等效失調電壓Vos經放大器Ga放大后,其輸出失調電壓為AaVos,假設放大器Gb經斬波調制后失調電壓為零,則放大器Ga輸出的直流失調等效到放大器Gb的輸入端為:

式中:Aa、Ab分別為放大器Ga、Gb的直流增益。由于放大器Gb決定了運放的整體失調,放大器Gb的輸入等效失調電壓可以看作運放整體的輸入等效失調電壓,整體運放的失調被抑制。為了得到更好的失調抑制效果,輔助路徑的直流增益要遠高于主路徑。運放輔助路徑采用了四級放大器級聯,且輔助路徑前兩級為全差分折疊共源共柵結構,相對于只有兩級的主路徑,輔助路徑具有更高的直流增益。

輔助路徑的失調會等效到運放輸入端,但輔助路徑的失調被斬波調制技術減小,其失調是μV 級的,對運放整體失調影響較小。

2 輔助路徑失調補償

斬波調制可以減小輔助路徑的失調,但是會產生輸出紋波。為了減小運放輸出紋波,輔助路徑采用自動調零和斬波調制相結合的方法[11]。斬波調制將直流失調調制到高頻,從而形成輸出紋波。先對放大器進行自動調零,可以減小放大器的初始失調,再對放大器做斬波調制,從而減小輸出紋波。自動調零放大器不能連續放大信號,本文采用Ping-pong 自動調零結構,以保證放大器能夠連續放大信號[12]。

圖2(a)是輔助路徑第一級放大器的結構圖,該級放大器結合了斬波調制和自動調零,圖中時鐘Fc控制斬波開關,時鐘Faz1和Faz2控制Ping-pong 自動調零開關。圖2(b)是斬波開關的電路圖,圖2(c)是斬波時鐘Fc、自動調零時鐘Faz1和Faz2的時序圖。在時鐘Faz1為高,Faz2為低時,放大器G11連入信號路徑,G11放大信號,放大器G12從信號路徑斷開,G12進入調零狀態;在時鐘Faz1為低,Faz2為高時,放大器G11從信號路徑斷開,G11進入調零狀態,放大器G12連入信號路徑,G12放大信號。經過調零后,調零電容上的電壓為:

圖2 輔助路徑第一級放大器。(a)原理圖;(b)斬波開關;(c)自動調零和斬波調制時序圖Fig.2 First amplifier in the auxiliary path.(a) Schematic diagram;(b) Chopping switch;(c) Timing diagram of auto-zeroing and chopping modulation

即

在放大狀態下,放大器的輸出為:

則殘余失調為:

式中:VC為調零電容Caz1或Caz2穩定時的電壓;Vin為Ping-pong 放大器輸入電壓;Vout為Ping-pong 放大器輸出電壓;Vos,res為Ping-pong 放大器殘余輸入等效失調電壓;Vos1為放大器G11和G12的輸入等效失調電壓;Vos2為放大器G21和G22的輸入等效失調電壓;A1為放大器G11和G12的直流增益;A2為放大器G21和G22的直流增益。

斬波開關加在Ping-pong 自動調零放大器的輸入、輸出端。斬波紋波的幅度與放大器失調電壓成正比。當斬波頻率低于閉環帶寬,放大器的輸出紋波為:

式中:ACL為放大器的閉環放大倍數;Vos,res為自動調零的殘余失調;乘以系數2 是為了得到輸出紋波的峰峰值。由于自動調零減小了放大器的原始失調,輸出紋波被抑制。

3 頻率補償

運放采用復合路徑結構,且輔助路徑由四級放大器級聯,每級放大器輸出都貢獻一個極點,運放需要頻率補償來保證穩定性。運放采用復合路徑混合嵌套米勒補償的方法[13]來實現頻率補償。

圖3 是運放的頻率補償示意圖。運放主路徑由兩級放大器Ga、Gc級聯組成,輔助路徑由四級放大器Gb1、Gb2、Gb3、Gc級聯組成,圖中6個電容Cm11、Cm12、Cm21、Cm22、Cm31、Cm32為米勒補償電容,Cm11和Cm12的容值為C1,Cm21和Cm22的容值為C2,Cm31和Cm32的容值為C3。

圖3 運放頻率補償Fig.3 Frequency compensation of the operational amplifier

圖4 展示了米勒補償電容對運放極點的影響。未加米勒補償前,運放主要有四個極點,分別為各級放大器的輸出極點:放大器Gb1的輸出極點p4-0,放大器Gb2的輸出極點p3-0,放大器Gb3和放大器Ga的輸出極點p2-0,放大器Gc的輸出極點p1-0。將放大器Gb3和Gc看作一個二級放大器,米勒補償電容Cm11和Cm12將極點p1-0推到高頻,形成極點p1-1,并將極點p2-0推到低頻,形成極點p2-1;將放大器Gb1和Gb2看作一個二級放大器,米勒補償電容Cm21和Cm22將極點p4-0推到低頻,形成極點p4-1,將極點p3-0推到高頻,形成極點p3-1;將放大器Gb2、Gb3、Gc看作一個放大器,放大器Gb1與這個放大器級聯,構成一個二級放大器,米勒補償電容Cm31和Cm32將極點p4-1推到低頻,形成極點p4-2,將極點p2-1推到高頻,形成極點p2-2。經過復合路徑混合嵌套米勒補償,運放的單位增益帶寬內只有一個極點p4-2,其他極點都被推到單位增益帶寬外,運放的穩定性得到保證。