寬輸出電壓范圍的混合型LLC諧振變換器研究

潘 健， 石 迪， 劉雨晴

(湖北工業(yè)大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，太陽能高效利用及儲能運(yùn)行控制湖北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 湖北 武漢 430068)

傳統(tǒng)LLC諧振變換器[1-3]采用頻率控制，面對寬電壓范圍應(yīng)用時(shí)，需要寬的頻率調(diào)節(jié)范圍來獲得寬增益[4-5]。當(dāng)開關(guān)頻率小于諧振頻率時(shí)，會產(chǎn)生循環(huán)電流帶來較高的環(huán)流損耗，并且開關(guān)頻率越低，所需變壓器的體積會越大；當(dāng)開關(guān)頻率大于諧振頻率時(shí)，電壓增益小于1，此時(shí)整流管的軟開關(guān)性能在這個(gè)頻率范圍丟失，導(dǎo)致開關(guān)管可實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的頻率范圍窄。

因此，傳統(tǒng)頻率控制的LLC諧振變換器無法保證在實(shí)現(xiàn)寬增益范圍的同時(shí)，獲得低損耗來維持系統(tǒng)效率。文獻(xiàn)[6-7]從結(jié)構(gòu)上改進(jìn)，提出一種可重構(gòu)電壓倍增整流方式，通過全橋整流、二倍壓整流、四倍壓整流切換，擴(kuò)大輸出電壓范圍。然而，引入了額外開關(guān)器件，增大了環(huán)流導(dǎo)通損耗。并且多模式控制復(fù)雜，易產(chǎn)生電流尖峰，不利于模式間的平滑切換。文獻(xiàn)[8]提出一種可變變壓器匝數(shù)比和全半橋結(jié)構(gòu)的混合控制方式，并引入兩組雙向開關(guān)。通過控制開關(guān)管的導(dǎo)通方式改變結(jié)構(gòu)，以擴(kuò)大輸出電壓范圍。但是，電壓范圍依舊受到結(jié)構(gòu)的限制，無法實(shí)現(xiàn)寬輸出范圍。

1 混合雙全橋LLC諧振變換器

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

混合雙全橋LLC諧振變換器主電路由逆變單元、諧振單元、變壓器和整流電路構(gòu)成(圖1)。

圖 1 混合雙全橋LLC諧振變換器電路結(jié)構(gòu)

圖1中逆變單元由兩個(gè)全橋逆變器共用開關(guān)管Q3、Q4構(gòu)成三橋臂六開關(guān)結(jié)構(gòu)；諧振單元由一組共用的諧振電感Lr、諧振電容Cr和兩變壓器勵(lì)磁電感Lm1、Lm2組成；變壓器T1、T2的匝數(shù)比均為n∶1，兩變壓器一次側(cè)繞組并聯(lián)，二次側(cè)繞組串聯(lián)；二次側(cè)整流二極管D1～D4構(gòu)成全橋整流電路；Co為輸出濾波電容；R為負(fù)載；Vo為輸出電壓。

1.2 調(diào)制策略

圖2為混合雙全橋LLC諧振變換器在定頻雙移相控制策略下的主要工作波形。各橋臂開關(guān)管分別固定占空比互補(bǔ)導(dǎo)通，其中開關(guān)Q1、Q2、Q5、Q6為超前臂開關(guān)，開關(guān)Q3、Q4為滯后臂開關(guān)。超前臂與滯后臂夾角為θ，通過定頻雙移相控制改變移相角θ的大小，改變兩諧振槽輸入電壓。

圖 2 變換器主要工作波形

通過雙移相控制該混合雙全橋LLC諧振變換器在一個(gè)開關(guān)周期中含有4種驅(qū)動(dòng)狀態(tài)。各開關(guān)管不同控制狀態(tài)下的兩諧振槽的輸入電壓見表1。其中1代表開通，0代表關(guān)斷。通過六開關(guān)不同狀態(tài)的組合可實(shí)現(xiàn)三種電平狀態(tài)。

表1 雙移相控制的諧振槽輸入電壓

2 變換器工作原理

由圖2可知該混合雙全橋LLC諧振變換器在一個(gè)開關(guān)周期中存在8種工作模態(tài)，由于正半周期和負(fù)半周期工作方式基本一致，本文僅分析變換器正半周期的工作原理，各模態(tài)時(shí)序圖見圖3。

模態(tài)1[t0～t1]在t0時(shí)刻前為死區(qū)時(shí)間，由于開關(guān)管Q2、Q6寄生電容、體二極管的緩沖和續(xù)流作用，開關(guān)管Q2、Q6在t0時(shí)刻實(shí)現(xiàn)ZVS開通。t0～t1段兩諧振槽輸入電壓均為0，諧振電感Lr、諧振電容Cr串聯(lián)諧振，兩勵(lì)磁電感Lm1、Lm2被輸出電壓箝位不參與諧振，勵(lì)磁電流線性上升。諧振電流與勵(lì)磁電流僅存在一個(gè)交點(diǎn)，極大降低了循環(huán)電流，一次側(cè)始終向二次側(cè)傳遞能量。

(4)重復(fù)步驟(2)和步驟(3)，直到計(jì)算出的可行解滿足下列兩個(gè)條件之一：①兩代種群的最佳適應(yīng)度值相差0.001以內(nèi);②種群總數(shù)不超過50代。

模態(tài)2[t1～t2]t1時(shí)刻，開關(guān)Q4關(guān)斷。勵(lì)磁電感繼續(xù)被輸出電壓箝位，勵(lì)磁電流iLm1、iLm2線性增加，諧振電流iLr由于諧振的作用增加較快。在t1～t2死區(qū)時(shí)段，開關(guān)管Q3的寄生電容進(jìn)行放電，為ZVS導(dǎo)通做準(zhǔn)備。該階段在t2時(shí)刻兩諧振槽輸入電壓由0變?yōu)閂in結(jié)束。

模態(tài)3[t2～t3]t2時(shí)刻，開關(guān)Q4實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。t2～t3時(shí)段，開關(guān)管Q2、Q3、Q6導(dǎo)通，兩諧振槽輸入電壓均為Vin，諧振電感Lm和諧振電容Cr諧振，諧振電流iLr，勵(lì)磁電流iLm1、iLm2均增加。二次側(cè)整流二極管D1、D4導(dǎo)通，一次側(cè)向二次側(cè)繼續(xù)傳遞能量。

模態(tài)4[t3～t4]t3時(shí)刻，開關(guān)管Q2、Q6關(guān)斷，兩諧振槽輸入電壓均由Vin變?yōu)?。此時(shí)，諧振電流iLr開始下降，而勵(lì)磁電流由于箝位的作用繼續(xù)上升。在t3～t4時(shí)段，開關(guān)管Q1、Q5的寄生電容、體二極管分別放電和續(xù)流，為實(shí)現(xiàn)ZVS做準(zhǔn)備。接下來進(jìn)入負(fù)半周期，不再贅述。

(a)模態(tài)1[t0～t1]

(b)模態(tài)2[t1～t2]

(c)模態(tài)3[t2～t3]

(d)模態(tài)4[t3～t4]圖 3 變換器各模態(tài)等效時(shí)序圖

3 變換器增益特性

諧振變換器的寬電壓調(diào)節(jié)能力通過寬電壓增益范圍實(shí)現(xiàn)。混合雙全橋LLC諧振變換器采用定頻雙移相控制策略，開關(guān)頻率等于諧振頻率。采用基波分析法對該變換器的電壓增益特性進(jìn)行分析。

圖 4 諧振變換器等效模型

通過基波分析法，將二次側(cè)等效到一次側(cè)，根據(jù)混合雙全橋LLC諧振變換器的諧振槽結(jié)構(gòu)，得到變換器交流等效模型(圖4)。圖4a為該變換器的等效模型，兩諧振槽共用諧振電感Lr、諧振電容Cr，兩勵(lì)磁電感vLm1=Lm2，兩諧振槽參數(shù)設(shè)計(jì)一致，諧振槽的輸入電壓均為三電平方波電壓，其幅值為Vin。由于諧振槽輸入電壓一致，并由變壓器繞組一次側(cè)并聯(lián)、二次側(cè)串聯(lián)疊加的作用，可將等效結(jié)構(gòu)進(jìn)一步簡化如圖4b所示，等效為一個(gè)諧振槽向二次側(cè)傳遞能量，其中諧振槽輸出電壓可等效為2nVo。

由圖2知，諧振槽輸入電壓為三電平方波。結(jié)合圖4b中變換器等效電路，通過基波分析法，利用傅里葉級數(shù)分解得到諧振槽輸入電壓基頻分量

二次側(cè)輸出電壓Vo折算到一次側(cè)的基頻分量

所以電壓增益G和移相角θ的關(guān)系為：

(1)

由式(1)可知，電壓增益G和移相角θ呈現(xiàn)單調(diào)上升關(guān)系，當(dāng)0°<θ<180°時(shí)，增益變化范圍為0

圖 5 雙移相控制增益曲線圖

通過上述分析，電壓增益僅與移相角θ相關(guān)，而定頻控制又使得開關(guān)頻率始終等于諧振頻率，縮小頻率調(diào)節(jié)范圍，擴(kuò)大了增益調(diào)節(jié)范圍。

4 參數(shù)設(shè)計(jì)

混合雙全橋LLC諧振變換器主要參數(shù)設(shè)計(jì)如下：輸入電壓200 V，輸出電壓0～500 V，額定輸出電壓250 V，額定功率1 kW，諧振頻率100 kHz。采用定頻雙移相控制，輸入側(cè)開關(guān)管的開關(guān)頻率等于串聯(lián)諧振頻率，此時(shí)歸一化電壓增益為1。所以可設(shè)定變換器中高頻變壓器的匝數(shù)比。

(2)

(3)

其中，fs為開關(guān)頻率;fr為串聯(lián)諧振頻率;n為變壓器匝數(shù)比;Vo為額定輸出電壓;Vin為輸入電壓。根據(jù)公式(3)可計(jì)算變壓器的變比

兩勵(lì)磁電感完全相同，但勵(lì)磁電感的設(shè)計(jì)會影響到軟開關(guān)性能。當(dāng)Lm設(shè)計(jì)較大時(shí)，流過開關(guān)管的電流有效值減小，會導(dǎo)致軟開關(guān)性能丟失，增大開關(guān)損耗；當(dāng)Lm設(shè)計(jì)較小時(shí)，流過電流的有效值隨之變大，增大電路的環(huán)流損耗。為了減小原邊側(cè)電路的傳導(dǎo)損耗與開關(guān)損耗，勵(lì)磁電感Lm需要滿足原邊側(cè)開關(guān)管的軟開關(guān)條件，滿足下式：

(4)

其中，Ts為開關(guān)周期;td為死區(qū)時(shí)間;Coss為原邊側(cè)開關(guān)管的寄生電容，綜合考慮可設(shè)計(jì)勵(lì)磁電感Lm為80 μH。

交流等效電阻為Rac，并定義諧振電路的品質(zhì)因數(shù)Q：

(5)

(6)

通過上述分析可知電壓增益僅與移相角大小有關(guān)，品質(zhì)因數(shù)Q的取值不會影響增益的范圍。綜合考慮，為降低環(huán)流，減小傳導(dǎo)損耗，Q取0.5。結(jié)合公式(2)、(5)、(6)，可計(jì)算得到諧振電感Lr、諧振電容Cr的值。

為實(shí)驗(yàn)的方便以及諧振槽器件實(shí)物參數(shù)的選取和計(jì)算，取諧振電感Lr實(shí)際值為17 μH，諧振電容Cr實(shí)際值為150 nF，勵(lì)磁電感Lm實(shí)際值為80 μH。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文所提方案的有效性，搭建了一臺1 kW的樣機(jī)模型進(jìn)行驗(yàn)證(圖6)。變換器主要參數(shù)為：輸入電壓Vin=200 V；輸出電壓Vo為0～500 V；諧振電感Lr=17 μH；諧振電容Cr=150 nF；勵(lì)磁電感Lm1=Lm2=80 μH；變壓器匝數(shù)比n1=n2=0.8；開關(guān)頻率fs=fr=100 kHz。

1-變壓器1；2-一次側(cè)開關(guān)管；3-諧振槽；4-STM32H750VBT6；5-變壓器2；6-整流二極管；7-濾波電容圖 6 實(shí)物圖

圖7為該混合雙全橋LLC諧振變換器在雙移相控制策略下諧振槽的關(guān)鍵波形。圖7a為移相90°的波形，諧振槽輸入電壓Uab、Uac呈現(xiàn)三電平方波電壓；諧振電流iLr近似為正弦波，有效減小了系統(tǒng)循環(huán)電流；諧振電容電壓UCr為正弦波。圖7b為移相180°的波形，此時(shí)兩諧振槽的輸入電壓隨著移相角的增大變化為兩電平方波電壓。諧振電流iLr、諧振電容電壓UCr依舊近似正弦波周期性變化，但隨著移相角的增大其峰值也逐漸增大，實(shí)驗(yàn)波形與理論分析波形一致。

(a)移相90°

(b)移相180°圖 7 諧振槽的關(guān)鍵波形

圖8為該諧振變換器在不同移相角下的軟開關(guān)波形。圖8a為一次側(cè)開關(guān)管在移相角90°時(shí)的ZVS波形，圖8b為一次側(cè)開關(guān)管在移相角180°時(shí)的ZVS波形。由圖知：開關(guān)管Q1、Q3、Q5的漏源極電壓降為零后，其控制脈沖才到來，具有良好的軟開關(guān)特性。由于工作的對稱性，開關(guān)管Q2、Q4、Q6同樣具有良好的ZVS性能。圖8c為二次側(cè)整流二極管的ZCS波形。實(shí)驗(yàn)波形與理論分析一致，有效驗(yàn)證了該方案的可行性。

(a) 移相90°的ZVS波形

(b) 移相180°的ZVS波形

(c) 整流二極管ZCS波形圖 8 軟開關(guān)波形

圖9為本文方案與傳統(tǒng)頻率控制的LLC諧振變換器諧振槽電流對比波形圖，由圖可知在頻率控制的變換器中，當(dāng)開關(guān)頻率偏離諧振頻率時(shí)存在較大的循環(huán)電流。而在本文方案中諧振電流呈現(xiàn)為正弦波，諧振電流與勵(lì)磁電流僅存在一個(gè)交點(diǎn)，有效降低了循環(huán)電流及其帶來的環(huán)流損耗。

圖 9 對比波形圖

如表2所示，將所提方案與最近的一些寬輸出范圍拓?fù)溥M(jìn)行比較。結(jié)果表明，本方案具有更少的開關(guān)管、諧振電感、諧振電容等元件數(shù)量，并且采用定頻雙移相控制有效縮小了開關(guān)頻率范圍，同時(shí)實(shí)現(xiàn)更寬范圍的電壓增益。

表2 寬輸出范圍諧振變換器的比較

5 結(jié)論

本文針對寬輸出電壓范圍的應(yīng)用，提出了一種定頻雙移相控制策略的新型混合雙全橋LLC諧振變換器。該變換器開關(guān)頻率等于諧振頻率，電壓增益僅與移相角θ有關(guān)，通過改變移相角θ的大小，實(shí)現(xiàn)0～2的寬增益范圍。解決了傳統(tǒng)LLC諧振變換器頻率調(diào)節(jié)范圍寬，軟開關(guān)范圍窄的問題。此外，實(shí)現(xiàn)一次側(cè)所有開關(guān)管的ZVS、二次側(cè)整流管的ZCS，并有效降低了開關(guān)損耗和環(huán)流損耗。最后，通過實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的可行性，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提出的變換器具有良好的工作性能，在電動(dòng)汽車車載充電領(lǐng)域具有廣泛的應(yīng)用前景。