混合不對稱CHB倍頻調制策略的研究

葉滿園， 吳韓， 田東蕾， 陳樂

(1.華東交通大學 電氣與自動化工程學院，江西 南昌 330013; 2.華電國際電力股份有限公司鄒縣發(fā)電廠，山東 鄒城 273500)

0 引 言

級聯(lián)H橋(cascaded H-bridge,CHB)多電平逆變器是電力電子傳動與變頻領域主要的逆變器拓撲結構，相較于其他逆變器拓撲結構，CHB多電平逆變器具有輸出電能諧波性能優(yōu)良和易于模塊化設計使用等優(yōu)勢[1-4]。伴隨著多電平控制技術的日趨完善及市場需求，混合級聯(lián)多電平逆變器得到了快速地推廣與發(fā)展。常見的混合級聯(lián)多電平拓撲主要有Ⅱ型和Ⅲ型，其高、低壓單元由不同電壓等級、不同開關頻率[5-7]的H橋單元級聯(lián)而成，該結構能夠實現(xiàn)逆變器在同等模塊單元的數(shù)量下輸出更高的電壓等級；在電壓等級一致的情況下能夠使開關器件和直流電源的數(shù)目縮減；而且可以實現(xiàn)不同電壓等級下功率開關的協(xié)調工作，提升了控制的簡便性。

調制策略是多電平逆變器研究中的關鍵技術，目前對多電平逆變器調制方法的研究較多，主要有矩形波調制法、空間矢量調制法以及特定諧波消除法等[8-13]。對于級聯(lián)型多電平逆變器，上述的絕大部分調制方法中，由于本身的一些局限性，會對相電壓的諧波質量以及每個單元的輸出功率造成一定的影響，從而會影響電能質量的提高以及使得各個電池單元充放電不均衡，因此針對不同的拓撲結構需要對不同的調制策略進行改進和優(yōu)化來促進混合拓撲的發(fā)展和實用化。文獻[14]提出的傳統(tǒng)混合調制策略使H1單元工作在低頻，H2單元工作在高頻，低壓向高壓單元注入能量，導致了電流倒灌問題的發(fā)生。文獻[15]提出了一種改進的混合頻率調制策略，這種方法可以解決傳統(tǒng)調制策略導致的電流倒灌問題，但是高壓級聯(lián)H單元由于處于開關頻率較低的運行模式下，這在一定程度上影響了逆變器輸出電壓的質量。文獻[16]對傳統(tǒng)載波移幅調制方法進行了優(yōu)化，通過施加使兩單元輸出電壓保持相位一致的方法，使得電流倒灌和功率回流問題得到了消除。

由于以上各種調制策略都存在一定的缺陷，本文以Ⅱ型混合不對稱CHB逆變器拓撲結構為研究對象，在詳細分析Ⅱ型混合不對稱CHB逆變器級聯(lián)H單元工作原理的基礎上提出了一種基于LS-PWM的倍頻調制策略，該方法通過控制各級聯(lián)單元輸出電平的冗余狀態(tài)和逆變器輸出電壓的合成方式，解決高低壓級聯(lián)單元間的電流倒灌和能量回流問題。本文所提調制策略不但可以減少逆變器輸出電壓的低頻次諧波含量，而且使Ⅱ型混合不對稱CHB逆變器的輸出電能質量得到提高。

1 Ⅱ型混合不對稱逆變器拓撲

圖1為Ⅱ型混合不對稱CHB逆變器拓撲，由兩個級聯(lián)單元構成， H1單元和H2單元直流電壓輸入比為2∶1，相電壓為：

uAN=uH1+uH2。

(1)

式中：uH1和uH2分別為高壓單元H1和低壓單元H2輸出電壓；io為逆變器輸出電流。

圖1 Ⅱ型混合不對稱逆變器拓撲結構Fig.1 Topology of type Ⅱ hybrid asymmetric inverter

按照兩電平變換器的工作原則，H1單元和H2單元均可輸出三種電壓等級不同的電壓。其中，高壓H1單元可輸出+2E、0和-2E三種不同的電平，低壓H2單元可以輸出E、-E和0三種不同的電平。所以Ⅱ型混合不對稱逆變器總的輸出電壓uAN能夠輸出+3E、+2E、+E七不同的種電平。假設單元i(i=1,2)的開關函數(shù)為：

(2)

由此可以得出各級聯(lián)H單元輸出電壓uHi表示式為

uHi=SiE。

(3)

根據(jù)級聯(lián)H橋逆變器輸出電壓的計算方法，可以得出Ⅱ型混合不對稱逆變器總的輸出電壓

(4)

圖2為Ⅱ型混合不對稱逆變器各區(qū)間PWM電平的合成方式圖，其中(S2，S1)表示低壓H2單元和高壓H1單元的開關函數(shù)的數(shù)值，各級聯(lián)單元輸出電壓如式(3)，逆變器總的輸出電壓如式(4)。從圖2可以看出，當選擇的電平合成方式不同時，會導致Ⅱ型混合不對稱逆變器各級聯(lián)H單元的輸出電平不同，因此逆變器的輸出電壓的波形也會不同，下面以負半周期為例對各區(qū)間PWM電平的合成方式進行詳細闡述。

圖2 各區(qū)間PWM電平的合成方式Fig.2 Synthesis of PWM level in different intervals

3)區(qū)間[-3E,-2E]。uAN在此區(qū)間只有一種合成方式C′(-1,-1)～(0,-1)：uH2交替輸出0和-E，工作在高頻PWM模式，uH1輸出-2E，工作在低頻PWM模式，兩級聯(lián)單元的輸出電平極性是相同的。

2 混合CHB優(yōu)化調制策略

2.1 混合頻率調制策略原理

圖3為混合頻率調制策略的原理圖，當H2和H1單元的載波頻率分別為fcrl和fcrh，則fcrl=2fcrh。調制波vm與中間兩層正負反相的載波vcrh比較得到H1的開關管脈沖S11和S13，然后再與另外四層載波vcrl比較得到H2的開關管脈沖S11和S13。

圖3 混合頻率調制策略原理Fig.3 Schematic diagram of hybrid frequency strategy

2.2 基于LS-PWM的倍頻調制策略

文獻[16]所提出的“單極性LS-PWM調制策略”的基本原理這里不再贅述，本文提出的基于LS-PWM的倍頻調制策略的原理如圖4所示，vm為LS-PWM調制策略所用的調制波，然后再分別與載波vcr1、vcr2、vcr3比較得到脈沖信號A1、A2、A3，與恒值E比較得到脈沖信號Q，極性信號R由vm過零點產(chǎn)生。其中載波vcr1和vcr2的幅值為2E，頻率均為vcr3的1/2，相位相反。最后將所得脈沖信號A1、A2、A3進行邏輯運算進而得到H1和H2單元各開關管的開斷信號S11、S14、S21和S24。不妨設載波vcr1和vcr2的頻率為fch，載波vcr3的頻率為fcl，則fcl=2fch。以下對開關管S11、S14、S21和S24脈沖信號的生成作了詳細闡述。

圖4 基于LS-PWM的倍頻調制原理圖Fig.4 Schematic diagram of frequency modulation modulation based on LS-PWM

1)正半周期：對于高壓單元H1，在區(qū)域[0,E]內，開關管S11恒導通，S14恒關斷。在區(qū)域[E,2E]內，當Evcr3時，S24輸出為1，反之為0。

綜上所述，本文所提的LS-PWM倍頻調制策略在調制波正半周期內各開關管的脈沖信號為：

(5)

2)負半周期：根據(jù)H橋的橋臂的工作原理，可得正弦調制波負半周期內各開關管的脈沖信號：

(6)

綜合1)和2)所述，可得到整個周期內各開關管的脈沖信號為

(7)

(8)

文獻[14]所提的傳統(tǒng)混合調制策略中，逆變器輸出相電壓uAN的基波幅值， H1輸出電壓uH1以及H2輸出電壓uH2的基波電壓分別為：

uAN(1)=3EMsinωt。

(9)

(10)

(11)

式中:M為調制度；uH1(1)、uH2(1)分別為H1和H2單元輸出電壓的基波幅值；uAN(1)為逆變器輸出電壓的基波幅值，M與uAN(1)的關系如圖5所示，可以看出：當M位于區(qū)間[0,1/3]時，H1輸出電壓為0，此時逆變器的輸出功率全部由H2承擔；當M位于區(qū)間[0.37,0.78]時，H1輸出為正極性，H2輸出為負極性，uH1大于uAN，uH2小于0，因此H1輸出功率超出負載所需，影響直流母線電容電壓的穩(wěn)定。

圖5 基波隨調制度M的變化曲線1Fig.5 Variation curve of fundamental wave with modulation degree M-1

圖6為在本文所提出的基于LS-PWM的倍頻調制策略下，各單元輸出電壓及相電壓的基波幅值與調制度M的關系曲線，與圖5對比可以得出：在全調制比范圍內，H2輸出電壓的基波幅值全部為正，并且H1輸出電壓的基波幅值也不存在大于相電壓基波幅值的情況，這表明所提策略有效解決了電流倒灌和能量回流的問題。

圖6 基波隨調制度M的變化曲線2Fig.6 Variation curve of fundamental wave with modulation degree M-2

3 仿真研究

為了驗證本文所提的基于LS-PWM的倍頻調制策略的有效性，分別對文獻[16]所提“單極性LS-PWM調制策略”、混合頻率調制策略以及優(yōu)化的倍頻調制策略在MATLAB/Simulink進行了建模仿真研究，仿真參數(shù)如表1所示，分別對M=0.3、0.6和0.9進行對比仿真，載波比為80。

表1 仿真模型參數(shù)

圖7、圖8、圖9分別為調制度M為0.3、0.6、0.9時，在混合頻率調制策略、文獻[16]所提“單極性LS-PWM調制策略”以及基于LS-PWM的倍頻調制策略下，混合級聯(lián)H橋逆變器的輸出特性。

圖7 不同調制度下的各單元電壓及相電壓Fig.7 Each unit voltage and phase voltage under different modulation degrees

圖8 不同調制度下的各單元電壓及相電壓Fig.8 Each unit voltage and phase voltage under different modulation degrees

圖9 不同調制度下的各單元電壓及相電壓Fig.9 Each unit voltage and phase voltage under different modulation degrees

基于混合頻率調制策略控制下不同調制度時各級聯(lián)單元輸出電壓和逆變器輸出電壓波形如圖7所示。由圖可見，由于在整個周期內兩個級聯(lián)單元的輸出電壓的極性始終相同，因此混合頻率調制策略可以解決傳統(tǒng)調制策略存在的問題。但是由于高壓H1單元頻率較低也會影響其輸出電壓的諧波特性，增加了逆變器輸出相電壓的低次諧波含量，降低了相電壓的電能質量。

圖8為文獻[16]中所提“單極性LS-PWM調制策略”下，不同調制度下各單元輸出電壓及相電壓波形。其效果與圖9所示的“基于LS-PWM的倍頻調制策略”基本一致，都解決了電流倒灌和能量回流的問題，但是其高壓單元引入了高頻調制，需要較高的開關頻率。

基于本文所提的LS-PWM倍頻調制策略下不同調制度時各級聯(lián)單元輸出電壓和逆變器輸出電壓波形如圖9所示。由圖可見，在整個基頻周期，兩個級聯(lián)單元的輸出電壓的極性始終相同，因此本文所提的調制策略可以解決傳統(tǒng)混合調制存在的能量反饋和電流倒灌問題，逆變器的輸出電壓更接近標準的七電平，并且H1和H2的等效開關頻率加倍，實現(xiàn)了在較低開關頻率下相電壓波形的倍頻控制。通過上述討論分析可知，本文提出的LS-PWM倍頻調制策略可以使逆變器的等效開關頻率擴大一倍，不但解決了傳統(tǒng)混合調制方法下低壓級聯(lián)單元由于開關頻率降低所導致逆變器輸出電壓低次諧波性能相對較差問題，而且等效開關頻率也可以提高Ⅱ型不對稱CHB逆變器輸出電壓的諧波特性，使Ⅱ型不對稱CHB逆變器的電能質量得到較大的提高。

圖10為在三種策略下，調制度為0.9、載波比為60時，逆變器輸出相電壓uAN的頻譜分布圖，其中，在混合頻率調制策略下，uAN的基波幅值為134.8 V，THD為22.49%。在文獻[16]所提出的單極性LS-PWM調制策略下，uAN的基波幅值為134.9 V，THD為22.37%。在基于LS-PWM的倍頻調制策略下，uAN的基波幅值為135 V，THD為22.19%。可見，相較于傳統(tǒng)混合頻率調制策略及單極性LS-PWM調制策略而言，本文所提的LS-PWM的倍頻調制策略可以使逆變器輸出電壓的基波幅值相對增加，THD相對較小，同時還可以發(fā)現(xiàn)該調制策略還可以使逆變器輸出電壓中低頻次諧波的含量大幅降低，并且逆變器輸出電壓的諧波均勻地分布在載波比的整數(shù)倍附近。

圖10 各調制策略下相電壓的頻譜Fig.10 Frequency spectrum of phase voltage under each modulation strategy

4 實驗結果

為了證實仿真結果的正確性，構建了Ⅱ型混合不對稱逆變器實驗平臺，進行了不同調制度相同載波頻率以及相同調制度不同載波頻率下的實驗。實驗參數(shù)設置如下：直流源電壓為100和50 V，載波頻率fcl為10和3 kHz，濾波電感L=4 mH，負載電阻R=20 Ω。

圖11、圖12和圖13分別為調制比為0.9和0.5時采用基于LS-PWM的倍頻調制策略的實驗結果。

圖11 M=0.9,frl=10 kHz的實驗結果Fig.11 Experiment result(M=0.9,frl=10 kHz)

圖12 M=0.9,frl =3 kHz的實驗結果Fig.12 Experiment result(M=0.9,frl=3 kHz)

圖13 M=0.5,frl=3 kHz的實驗結果Fig.13 Experiment result(M=0.5,frl=3 kHz)

由圖11～圖13可見，隨著調制度的降低，逆變器輸出電平數(shù)由七電平降低為五電平，而且從其頻譜分布圖中可以得到：在本文所提基于LS-PWM的倍頻調制策略的倍頻控制下，Ⅱ型不對稱CHB逆變器輸出電壓不但低頻次諧波的含量大幅降低，并且諧波主要分布在整數(shù)倍載波頻率附近，因此實驗結果與仿真結果相一致，本文所提的調制策略可以使逆變器具有較高的輸出電能質量。

5 結 論

本文以Ⅱ型混合不對稱CHB逆變器為研究對象，首先對其拓撲結構和工作原理進行了詳細的分析，并對傳統(tǒng)混合調制策略應用到該拓撲結構的逆變器中所產(chǎn)生電流倒灌和能量反饋的原因進行了分析與論述，進而提出了一種基于LS-PWM的倍頻調制策略，并進行了仿真研究與實驗驗證。與傳統(tǒng)混合調制策略以及傳統(tǒng)混合頻率調制策略相比，所提策略具有以下優(yōu)點：

1)采用本文所提的調制策略可以使Ⅱ型混合不對稱CHB逆變器各級聯(lián)單元間避免發(fā)生電流倒灌和功率回流問題。

2)通過倍頻控制使得逆變器輸出相電壓的主要低次諧波分布在更高的載波比附近，由原來以N的倍數(shù)次為中心分布改變?yōu)橐?N的倍數(shù)次為中心分布，有效提高了開關器件的等效開關頻率，大大降低了低次諧波的含量，有效改善了電能質量。