基于反激電路的無電解電容光伏逆變器*

苗國耀

(河南機電職業學院電氣工程學院，河南 鄭州 450000)

近年來，太陽能由于其顯著的特征(如零污染，免費和易獲取)已然成為化石燃料的替代品[1]。在光伏并網應用中，由于光伏板的某些物理特性和局限性，因此無法將PV 板產生的最大功率直接傳輸到電網。因此，需要在光伏板旁使用逆變器克服這些限制。光伏逆變器分為中央逆變器，串式逆變器和微型逆變器，其中微型逆變器更具吸引力，因為它們具有更高的性能，可從PV 板吸收最大功率，安裝成本低，并且由于模塊化而易于使用[2－3]。

然而，單相光伏逆變器的一個主要挑戰是光伏側存在二倍工頻的脈動功率，降低最大功率點跟蹤(Maximum Power Point Tracking，MPPT)性能和系統效率。為此，功率解耦方案應運而生，其大致分為無源和有源解耦兩種。方案中，功率脈動部分均由電容處理。簡言之，其功率解耦電路補償光伏側和交流側之間的瞬時功率變化；當輸出功率小于光伏功率時，功率解耦電路存儲光伏的多余能量，反之亦然。圖1 展示了采用功率解耦過程中能量的流動方向。為減少功率脈動，無源功率解耦的方案以其操作簡單而被廣泛采用，即PV 板兩端直接并聯電容器[4]。式(1)為滿足要求所需解耦電容器的值[5]。

圖1 功率流通路徑

式中:Pdc是光伏組件的額定功率，f是電網頻率，Vdc和ΔV分別是解耦電容器電壓的平均值和波紋值。由于光伏電池板的電壓較低，特別是在低功率電池板中，可接受的光伏電壓紋波較小，根據式(1)，此方案所需電容較大，因此電解電容(E-caps)成為了首選。但此類方案勢必降低微型逆變器的整體使用壽命[2]。在文獻[6－11]中，通過增加解耦電容的平均電壓或通過額外的元件增加電壓紋波的方式以減小所需解耦電容值，達到薄膜電容替代電解電容的目的。但此類方案，即有功功率解耦策略，往往需額外的功率器件，增加了微型逆變器控制和結構的復雜性。

本文在反激電路的基礎上，提出了一種新型串聯功率解耦的光伏逆變器。該變換器是基于傳統的反激變換器以補償光伏側的功率脈動，無需電解電容。所提拓撲結構有結構簡單、額外元件少等優點。本文在詳細介紹所提拓撲結構及其工作原理的基礎上，分析了參數選擇。最后，搭建了一個100 W 樣機，對所提拓撲結構的可行性和理論分析的準確性進行了實驗驗證。

1 所提逆變器電路結構與工作原理

圖2 為本文所提電路，其電路由反激電路演繹得到。詳言之，直流電源由PV 板和濾波電容Cpv組成；功率解耦單元由反激電路(變壓器T和二極管D3)和解耦電容C構成，以補償輸入與輸出功率差值；S1－4和D1－2為本文逆變單元；Lf和Cf為LC 濾波器；最后通過MPPT 算法吸收光伏板的最大功率，并向電網輸送電能。

圖2 所提光伏逆變器

所提電路工作在斷續模式(DCM)，并在一個開關周期下分為四種工作模式。簡言之，模式1，S1和S3導通，輸入端口(包括PV 和解耦電容)為電感L供電。此時，能量轉移至電感L。隨后，基于電網極性，通過關閉S1(S3)，輸入端和電感器L同時向電網釋放能量。在下一個模式，通過關閉S3(S1)，電感L的剩余能量通過耦合電感L1和D3釋放到解耦電容Cd。圖3 和圖4 分別為各工作模式的等效電路(Vg＞0)和逆變器的關鍵波形。此外，負半周期的等效電路和關鍵波形與正半周期的等效電路和關鍵波形相似，在此不再贅述。論文在模態分析之前做如下假設:

圖3 不同模態的等效電路

圖4 所提變換器的關鍵波形

(1)開關頻率遠大于電網頻率。因此，在每一個開關周期內，輸出功率，輸出電壓和解耦電容兩端電壓可看做常量。

(2)開關管S3和S4工作在工頻條件下以滿足Vg正負極性交替。因此，僅正半周期被分析。

模態1 開關管S4導通，并保持整個正半周期開關狀態不變，開關管S1和S3導通，輸入電流從零線性上升到I1，等效電路如圖3(a)所示。式(2)和式(3)分別為輸入電流和該模式的持續時間。

模態2 開關管S3斷開，輸入端和主電感L通過S1和S4同時向電網饋電，等效電路如圖3(b)所示。此時，主電感電流根據電壓極性線性增加或者減小。此階段主電感電流可由式(4)表示，式(5)為此模態所需時間。

在模式1 和2，光伏板最大功率通過MPPT 算法傳遞至電網。在此模態下，輸入電流平均值Iav必須等于最大特征點的光伏板電流。因此，

式中:I1和I2分別是模式1 和模式2 的電感L電流峰值。在模式2 結束時，電感器L中存儲的功率為負載和輸入功率之間的功率差。在模式1 結束時，電感峰值電流達到:

將式(3)、式(5)和式(7)代入為式(6)，可得

式中:Io為輸出電流，其數學表達式為:

模態3 電感L中存儲的能量通過耦合電感器L1和D3釋放到解耦電容Cd，等效電路如圖3(c)所示。此階段結束時電感電流線性減少至零點。

式中:n是為耦合電感匝數比。

模態4 主電感L中的電流為零。此時，電容濾波器提供輸出功率，等效電路如圖3(d)所示。

2 控制策略

所提控制策略的主要目標是從光伏側提取最大功率，并饋電至電網側。此過程由MPPT 算法完成，并控制開關S1～S4執行。由上述可知，MPPT 通過控制模式1 和2 中的開關S1和S3來實現。開關管S2和S4處于工頻模式，并分別在負半周期和正半周期導通。

詳言之，在模式1，開關S1和S3導通，輸入電流線性增加以滿足式(8)。在模式2，根據負載電壓極性，將S1或S3關斷，并通過S1，S4或S2，S3將適當功率輸到網側。MPPT 算法確定開關管S1和S3的占空比，以便滿足式(3)和式(5)。最后，圖5 給出了所提微型逆變器的控制策略，此外圖中等式作為約束條件以滿足系統穩定運行。

圖5 微型逆變器的控制方案

3 設計考慮

由于所提變換器運行在斷續模式，模式1 至3中的時間間隔之和必須滿足下式:

因此，根據式(3)，式(5)和式(11)，可得:

式中:I2和I1的值分別由(7)和(8)確定。

此外，二極管D3必須反向偏置，以防止在模式2 階段能量流向解耦電容。因此，變壓器T需滿足下式:

此外，主電感L和解耦電容Cd需分別滿足式(13)和式(14)。

4 實驗驗證

為了驗證理論分析的正確性及所提變換器的可行性，論文搭建了額定功率為100 W 的實驗樣機，如圖6 所示。其中，主要實驗參數如表1。

圖6 實驗樣機

表1 仿真電路參數

圖7 給出了該變換器在全載下輸出電流Io的實驗波形，可以看出，實驗結果與穩態分析過程相符，近似正弦波，實測總諧波失真(THD)為1.38%。此時，樣機效率高達91.5%。

圖7 逆變器輸出電流

理論分析中，解耦電容在半個工頻內充電、放電以補償輸入、輸出造成的功率差。因此，解耦電容電壓應表現為兩倍于工頻，且含有直流分量的波形。此外，所提逆變器的解耦電容由于與光伏板串接電壓變化較大?；谑?1)分析，因此論文可采用較大紋波的薄膜電容代替電解電容。基于上述分析，圖8 給出了解耦電容兩端平均電壓Vcd和電壓紋波，其值分別為190 V 和50 V。

圖8 解耦電容電壓

圖9 為輸入電流，功率解耦電路電流和開關管S1，S2的觸發脈沖。如圖9 所示，在模態1 階段，開關管S1和S3導通，輸入電流運行在DCM，并且幅值從零線性增加至I1，其中I1輻值由MPPT 算法決定。然后，在模態2，開關管S1關斷，電流注入電網，以滿足式(8)要求。最后，存儲在解耦電路中的剩余能量會通過耦合電感釋放至解耦電容。此時主電流線性降低至零。此過程與式(7)理論分析相符。

圖9 輸出電流，解耦電路電路和S1-2相應的觸發脈沖(Vg＞0)

5 結論

本文提出一種基于反激電路的新型電流源型(CSI)串聯功率解耦的方案。該逆變器在無需額外開關器件的前提下實現了無電解電容運行，即輸入和輸出的功率差值通過耦合電感釋放至解耦電容。因此，解耦電容可承受較大電壓紋波，為薄膜電容替換電解電容提供了可能。此外，簡單的結構，較少的額外器件和簡單的控制使所提出結構成為并網逆變器的合適選擇。最后，搭建了100 W 實驗樣機驗證了理論分析的有效性。實驗結果表明，在全載運行下，樣機效率為91.5%，THD 為1.38%。