LLC 諧振變換器PFM＋PWM 混合控制方法研究*

包爾恒 ，鄭大成 ，何 玲

(1.廣東水利電力職業(yè)技術(shù)學(xué)院自動(dòng)化工程系，廣東 廣州 510925；2.深圳市華瑞新能源技術(shù)有限公司，廣東 深圳 518110)

從LLC 的頻率－增益特性可知(見(jiàn)圖1)，隨著輸出電壓的降低和負(fù)載的減小，需要不斷提高開(kāi)關(guān)頻率[1]。在低壓輕載或空載時(shí)開(kāi)關(guān)頻率達(dá)到最大值，該最大值和諧振腔參數(shù)的設(shè)計(jì)有關(guān)，如勵(lì)磁電感和諧振電感的比值越大(高變換效率設(shè)計(jì)中[2－3])，特性曲線越平坦，需要的開(kāi)關(guān)頻率也就越高，由于開(kāi)關(guān)器件開(kāi)關(guān)速度的限制，開(kāi)關(guān)頻率不可能無(wú)限制的高，因而單純的PFM(Pulse Frequency Modulation，脈沖頻率調(diào)制)控制很難滿足寬范圍輸出電壓的應(yīng)用場(chǎng)合[4－5]，而目前常見(jiàn)的LLC 諧振變換器專用模擬控制芯片只能進(jìn)行PFM 控制，因此無(wú)法滿足要求。近年在較為先進(jìn)的系統(tǒng)級(jí)電源產(chǎn)品中(如通信電源模塊和充電樁模塊等)，出現(xiàn)了基于DSP 數(shù)字控制的PFM＋PWM(Pulse Width Modulation，脈沖寬度調(diào)制)或PFM＋移相控制的混合控制方式[6]，出發(fā)點(diǎn)大多是出于解決寬范圍輸出電壓應(yīng)用場(chǎng)合中低壓輕載時(shí)開(kāi)關(guān)頻率過(guò)高或高頻段頻率調(diào)節(jié)作用減弱甚至失調(diào)的問(wèn)題，但如何進(jìn)行混合控制方式下控制區(qū)域的劃分是設(shè)計(jì)的難點(diǎn)，本文以2 kW 寬范圍輸出電壓通信電源模塊對(duì)此問(wèn)題進(jìn)行分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，為混合控制方式的實(shí)施提供參考。

圖1 LLC 特性曲線

1 寬范圍輸出電壓LLC 諧振變換器分析

1.1 PFM 控制模式

在寬范圍輸出電壓設(shè)計(jì)中，通常將額定輸出對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)頻率設(shè)置在諧振頻率附近(略低于諧振頻率)，根據(jù)LLC 諧振變換器增益－頻率特性曲線，輸出電壓越低、負(fù)載越輕，頻率越高，實(shí)際應(yīng)用中存在下述問(wèn)題:(1)對(duì)于諸如通信電源模塊的低壓限流態(tài)，由于輸出電壓低而輸出電流大，原邊存在大的諧振電流的同時(shí)開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于諧振頻率，開(kāi)關(guān)管有在諧振電流峰值處關(guān)斷的可能性，高的開(kāi)關(guān)頻率加上大的關(guān)斷電流，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)關(guān)斷損耗大大增加；(2)在低壓輕載/空載時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率達(dá)到最高，對(duì)于功率開(kāi)關(guān)，結(jié)電容的存在限制了開(kāi)關(guān)頻率(設(shè)計(jì)中進(jìn)行最高開(kāi)關(guān)頻率的設(shè)置)，因此在低壓輕載時(shí)變換器將無(wú)法進(jìn)行頻率對(duì)增益的調(diào)節(jié)；(3)在追求高效率的變換器諧振腔參數(shù)設(shè)計(jì)中(如大的勵(lì)磁電感和諧振電感比值)，特性曲線將趨于平坦，導(dǎo)致高頻段的特性呈現(xiàn)直線特性或由于寄生參數(shù)的存在有可能出現(xiàn)上翹，PFM 控制失去單調(diào)性。基于上述分析，在寬范圍輸出電壓應(yīng)用場(chǎng)合，單純的PFM 控制難以滿足設(shè)計(jì)要求。

1.2 PWM 控制模式

針對(duì)2.1 分析的寬范圍輸出電壓下PFM 控制存在的問(wèn)題，通常設(shè)計(jì)方法是設(shè)置一個(gè)PFM 控制模態(tài)的最高工作頻率，頻率高于最高工作頻率后進(jìn)入PWM 控制模式，即PWM 控制的LLC 諧振變換器[7－8]。下面對(duì)PWM 控制模式存在的問(wèn)題進(jìn)行分析:對(duì)某設(shè)計(jì)參數(shù)的半橋LLC 變換器(圖2)，在占空比40%時(shí)對(duì)其進(jìn)行仿真分析(圖3)，在Q1關(guān)斷后的t1～t2段，由于諧振電流通過(guò)Q2的體二極管在續(xù)流(對(duì)應(yīng)的變換器工作模態(tài)如圖2 中粗線及箭頭所示)，在電流過(guò)零前Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)出現(xiàn)時(shí)刻并不能改變電路的工作狀態(tài)，即不能調(diào)節(jié)輸出電壓的大小[9]。占空比越大，這個(gè)失控時(shí)間段越長(zhǎng)。在小占空比下，當(dāng)Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)在t2時(shí)刻后出現(xiàn)時(shí)，占空比的變化才能引起電路工作狀態(tài)改變，從而進(jìn)行輸出電壓的調(diào)節(jié)，也就是只有在小占空比下才不存在輸出電壓PWM 控制的失控區(qū)。對(duì)于實(shí)際設(shè)計(jì)的LLC 諧振變換器，這個(gè)臨界的占空比大小是多少?工程設(shè)計(jì)上通常通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)手段確定(見(jiàn)本文實(shí)例)。

圖2 半橋變換器及工作模態(tài)

圖3 PWM 控制40%占空比仿真波形

1.3 PFM＋PWM 混合控制模式

從上述分析可知:在寬范圍輸出電壓應(yīng)用場(chǎng)合，PWM 控制大占空比時(shí)的失控和PFM 控制高頻段的限制，導(dǎo)致單一的PFM 或PWM 控制都難以實(shí)現(xiàn)LLC 諧振變換器的控制要求。根據(jù)LLC 諧振變換器的頻率－增益特性，由于占空比調(diào)節(jié)和頻率調(diào)節(jié)的方向相反，即PFM 高頻段對(duì)應(yīng)PWM 控制的小占空比段，因此合理設(shè)計(jì)PWM＋PFM 混合控制就可以實(shí)現(xiàn)各自單一控制模式的缺陷互補(bǔ)，具體如下:寬范圍輸出電壓的低壓輕載段(高頻段)，PFM 控制作用減弱，但低壓輕載段正好對(duì)應(yīng)PWM 控制具有良好調(diào)節(jié)特性的小占空比區(qū)段，該區(qū)段采用PWM 控制正好可以實(shí)現(xiàn)PFM 控制存在的問(wèn)題；在高壓輸出和負(fù)載電流較大的區(qū)段對(duì)應(yīng)頻率－增益特性的陡峭段(低頻段)，調(diào)頻模式具有良好的調(diào)節(jié)特性，因此將兩者結(jié)合可以解決寬范圍輸出電壓應(yīng)用中輸出電壓的良好調(diào)節(jié)作用。

2 設(shè)計(jì)實(shí)例及實(shí)驗(yàn)

以后級(jí)直流－直流變換部分采用半橋LLC 諧振變換拓?fù)涞? kW 通信電源模塊設(shè)計(jì)為例，LLC 變換器輸入電壓為直流400 V，電源模塊要求的輸出外特性如圖4 所示，基于上述三種控制模式的分析并結(jié)合外特性要求，對(duì)混合控制的區(qū)間規(guī)劃如圖5。

圖4 變換器輸出特性

圖5 混合控制區(qū)間規(guī)劃圖

半橋LLC 諧振變換器的增益－頻率特性表達(dá)式為:

fs為開(kāi)關(guān)頻率，fr為諧振頻率，Re為折算到原邊側(cè)的等效負(fù)載電阻，n為變壓器原副邊匝數(shù)比，Lr為諧振電感量，Lm為勵(lì)磁電感量，Qs為品質(zhì)因數(shù)，Po為輸出功率，Vo為輸出電壓。本文設(shè)計(jì)采用的諧振腔參數(shù)如下:

對(duì)上述設(shè)計(jì)參數(shù)的LLC 變換器在PWM 控制模式下進(jìn)行測(cè)試:輸入電壓400 VDC、6 Ω 恒阻性負(fù)載下將頻率固定為最高限制頻率350 kHz，測(cè)得占空比和輸出電壓的關(guān)系曲線如圖6(橫坐標(biāo)為占空比、縱坐標(biāo)為輸出電壓)。從實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果可以看出:占空比達(dá)到30%后，增益－占空比特性變得非常平坦甚至有一段遞減的區(qū)域，也就是大占空比下存在不單調(diào)現(xiàn)象。

圖6 PWM 態(tài)占空比-輸出電壓測(cè)試曲線

圖7 測(cè)量了開(kāi)關(guān)頻率357 kHz 下前述t1到t2的時(shí)間為396 ns(C1為Q2驅(qū)動(dòng)VGS；C2為Q2電壓VDS；C3為Q2電流IDS)，該時(shí)間段的特征在于MOSFET的VDS電壓為零，說(shuō)明其體二極管在續(xù)流，此時(shí)不管開(kāi)關(guān)是否有驅(qū)動(dòng)，傳遞到副邊的能量都是一樣的，占空比的改變不影響輸出電壓，即前述的PWM 控制模態(tài)的不單調(diào)現(xiàn)象。加上死區(qū)時(shí)間190 ns(設(shè)置值)共586 ns，50%占空比對(duì)應(yīng)時(shí)間為1 400 ns，則可以計(jì)算PWM 不單調(diào)的區(qū)間長(zhǎng)度為:(586/1 400)/2＝21%，也就是說(shuō)此時(shí)占空比50%和29%輸出電壓是一樣的，即占空比在29～50%范圍不單調(diào)。

圖7 不單調(diào)占空比區(qū)間測(cè)試

基于實(shí)驗(yàn)測(cè)試，結(jié)合前述對(duì)PFM、PWM 及PFM＋PWM 控制模式的分析，對(duì)該變換器混合控制模式設(shè)計(jì)方法如圖8[9－10]，進(jìn)一步說(shuō)明如下:縱坐標(biāo)表示頻率＆ 占空比(frequency＆Duty cycle，f＆D)。在寬范圍輸出電壓的低壓輕載輸出狀態(tài)，LLC 諧振變換器易呈現(xiàn)頻率－增益特性曲線平坦，導(dǎo)致PFM 控制的不單調(diào)，采用單一的PWM 控制，開(kāi)關(guān)頻率保持設(shè)置的最高開(kāi)關(guān)頻率，即OA 段；當(dāng)占空比增大到一定值出現(xiàn)不單調(diào)時(shí)，采用PFM＋PWM 混合控制模式，即AB 段(開(kāi)關(guān)頻率從最大值開(kāi)始降低而占空比從較小值逐漸增大)，該模式對(duì)應(yīng)寬范圍輸出電壓的中壓段和中輕載輸出狀態(tài)；在變換器工作的額定態(tài)附近，由于特性曲線較為陡峭，PFM 控制模式具有良好的調(diào)節(jié)特性，采用單純的PFM 控制(占空比保持最大占空比50%不變)，即BC 段。

圖8 混合控制方案

3 結(jié)論

LLC 諧振變換器在寬范圍輸出電壓應(yīng)用中，單一的PFM 或PWM 控制都存在各自的局限性，根據(jù)實(shí)驗(yàn)或仿真手段可以構(gòu)建合理的混合調(diào)制方案。本文在分析單一PFM 或PWM 控制局限性的基礎(chǔ)上，提出了PFM＋PWM 混合控制的設(shè)計(jì)方法，對(duì)該應(yīng)用場(chǎng)合且額定態(tài)高效率要求的LLC 諧振變換器設(shè)計(jì)具有一定的指導(dǎo)意義。