磁集成雙Buck/Boost-LLC三端口DC-DC變換器

李洪珠， 羅帥

(遼寧工程技術大學 電氣與控制工程學院，遼寧 葫蘆島 125105)

0 引 言

近年來新型清潔能源發電系統由于受環境影響較大，為了產生穩定的電能，引入緩沖單元的新能源聯合供電技術不斷發展[1-2]。因此，在光伏、風能和蓄電池等混合發電系統中，一個多端口變換器可以取代多個傳統二端口變換器進行不同端口間連接[3-4]，實現低成本、集中控制、結構簡單等優點。

國內外學者致力于多端口DC-DC變換器拓撲結構的改進與完善，文獻[5]提出了三端口變換器(three-port converter,TPC)的通用結構圖，在光伏端引入蓄電池儲能裝置作為緩沖單元，與負載端構成了一個TPC。文獻[6-7]根據隔離特性，將多端口DC-DC變換器的拓撲結構按非隔離型、部分隔離型和完全隔離型分類。文獻[8-10]通過多繞組變壓器磁耦合方式集成一個多端口變換器，各個端口間實現了隔離，但器件較多，控制復雜。文獻[11-12]提出了全橋隔離型TPC，利用全橋功率開關管的復用，減少了功率器件，但增加了磁性元件的數量和體積。

本文提出一種磁集成雙Buck/Boost-LLC三端口DC-DC變換器，在全橋LLC諧振變換器的一次側集成了兩相并聯雙向Buck/Boost變換器，減少功率元件的數量、實現集中控制；并利用磁集成技術將原邊一側的兩個Buck/Boost電感反向耦合集成，同時與LLC諧振電感解耦集成，以實現耦合電感均流、提高功率密度、縮小TPC整體體積；同時該隔離型TPC可實現原邊開關管的零電壓(zero-voltage switching，ZVS)開通和副邊整流管的零電流(zero-current switching，ZCS)關斷技術，降低TPC開關損耗。

1 三端口DC-DC變換器

1.1 拓撲結構

雙Buck/Boost-LLC直流型TPC的電路拓撲如圖1所示。利用功率開關管Q1～Q4的復用，且引入兩電感L1、L2接在諧振槽A、B端，集成了兩個并聯雙向Buck/Boost變換器，根據開關管的導通特性，兩并聯雙向Buck/Boost變換器交錯180°運行。

1.2 工作模式

磁集成雙Buck/Boost-LLC直流型TPC根據其功率流動方向可分為兩種工作模式：

1.2.1 Buck-LLC模式

Buck-LLC模式的功率流動如圖2所示，Vs作為輸入端，定頻調節開關管Q1和Q2的占空比DBuck，一次側雙向Buck/Boost變換器工作在Buck模式，功率從Vs端向Vb端流動；定占空比調節開關管開關頻率fs，功率經LLC變換器向Vo端流動。

圖2 Buck-LLC模式功率流動圖

1.2.2 Boost-LLC模式

Boost-LLC模式的功率流動如圖3所示，Vb作為輸入端，定頻調節開關管Q3和Q4的占空比DBoost，一次側雙向Buck/Boost變換器工作在Boost模式，功率從Vb端向Vs端流動；定占空比調節開關管開關頻率fs，功率經LLC變換器向Vo端流動。

圖3 Boost-LLC模式功率流動圖

1.3 工作原理

以Buck-LLC模式為例，對該直流型TPC的控制及模態進行詳細分析。

1.3.1 控制分析

通過脈沖寬度調制(pulse width modulation,PWM)調節占空比DBuck控制時，一次側雙向Buck/Boost變換器功率從Vs流向Vb。DBuck<0.5時，部分電流波形如圖4所示，tdead為死區時間，兩并聯Buck/Boost電感L1、L2理論數值相等，開關管Q1和Q2交錯導通，其電流波形交錯互補，總輸出電流iLb紋波大部分得到抵消；DBuck>0.5時，情況與DBuck<0.5類似；而DBuck=0.5時，電感L1、L2電流波形互補對稱，總輸出電流iLb紋波得到完全抵消。為了使雙向Buck/Boost變換器電感總電流紋波達到最小，本文控制DBuck為0.5。

圖4 DBuck<0.5時Buck/Boost電路部分電流波形

通過脈沖頻率調制(pulse frequency modulation,PFM)調節開關管頻率fs控制時，功率從母線電壓Vs向Vo流動。LLC變換器的諧振槽存在兩個諧振頻率點fr1和fr2，表達式為：

(1)

根據頻率fs的變化區間，LLC諧振變換器分為三種不同的工作狀態：次諧振區域(fr2fr1)。而當fs

1.3.2 模態分析

結合上述控制分析，本文采用定占空比調頻的控制策略(DBuck=0.5及fr2

圖5 直流型TPC穩態波形圖

圖6 (t0～t4)階段的等效電路

1)模態1(t0～t1)。

t0時刻，在驅動信號控制下開關管Q1、Q3導通，Buck/Boost電感L1、L2開始充、放電，電流iL1線性上升，iL2線性下降；諧振槽施加正向輸入電壓uAB，電流iLr先經過Q1、Q3的反并聯二極管續流，減小到0后開始正向增大，Lm兩端電壓為nVo，電流iLm線性上升，且iLr>iLm；變壓器二次側電流經過整流管D1和D3導通。此階段諧振槽的諧振頻率為fr1。

2)模態2(t1～t2)。

t1時刻，iLr與iLm相等，Lm將不再被限制和Lr、Cr一起發生諧振，此階段變壓器沒有功率傳輸，流經二次側整流管D1和D3的電流到0后自然關斷，實現ZCS技術。此階段諧振槽的諧振頻率為fr2。

3)模態3(t2～t3)。

t2時刻，開關管Q1、Q3同時關斷，Q2、Q4仍未導通，系統處于死區時間tdead內，即所有的開關管全部關斷。uAB逐漸減小至0，iLr和iLm也開始減小；iLr給開關管Q1、Q3的輸出電容充電，開關管Q2、Q4的輸出電容開始放電，此階段通過電容充放電來保證系統正常工作。

4)模態4(t3～t4)。

t3時刻，開關管的輸出電容充放電完成。iLr經過開關管Q2、Q4的反并聯二極管續流，使得其正向壓降為0，為ZVS開通提供條件。uAB開始反向增大，此時iLr

5)t4時刻，開關管Q2、Q4導通，TPC開始工作在下半個周期(t4～t8)，與t0～t4階段對稱。Boost-LLC模式與Buck-LLC模式原理類似，在此不再贅述。

1.4 增益特性

該直流型TPC包括兩個非隔離雙向Buck/Boost變換器和一個隔離單向LLC諧振變換器，因此存在兩個電壓增益，分別為G1、G2。

通過PWM控制，易得雙向Buck/Boost變換器的電壓增益為：

(2)

通過PFM控制，用基波近似法[15](fundamental harmonic approximation，FHA)分析全橋LLC諧振變換器的電壓增益為

(3)

直流電壓增益G2的關系曲線如圖7所示，可以看出,G2與h、Q、fn均有關，且存在兩個普遍規律：

1)隨著fn的逐漸增大，無論h、Q值如何變化，電壓增益G2都先增大后減小，且都有一個對應的峰值點；

2)當fn=1，即fn=fr1時，G2始終為1。

由圖7(a)可知，Q值一定時，電感比值h越小，電壓增益越高，調頻特性較好，但會增大磁件損耗；由圖7(b)可知，h值一定時，Q值越小，調頻特性越好，但會提高一次側電流，損耗增加，效率降低，因此h、Q值的選取要綜合考慮。同時在次諧振區域內(fn<1)，通常選取最高增益處到歸一化頻率處的頻率范圍來調節電路電壓增益G2。

圖7 直流增益特性

2 變換器磁集成分析

利用磁集成技術將該直流型TPC的兩個交錯并聯Buck/Boost電感L1和L2反向耦合，并與LLC諧振電感Lr解耦集成在一起，磁芯結構如圖8所示。

2.1 解耦集成分析

通過繞組間耦合作用完全抵消的原理實現L1和Lr兩電感解耦集成[16]的磁路模型如圖9所示。

圖9 電感L1和Lr解耦集成的磁路模型

從圖8可以看出，LLC諧振電感Lr繞在磁芯中柱上，匝數為N；Buck/Boost電感L1同時繞在磁芯的兩個側柱上，匝數分別為N1、N1′。中柱繞組磁通φ與左側柱繞組磁通φ1方向相反，與右側柱繞組磁通φ1′方向相同，兩側柱繞組磁通在中柱上相互抵消，以此來解除耦合作用。

圖9中，R11、R12、R2為磁芯磁柱上的磁阻，Rg11、Rg12、Rg2為磁芯氣隙的等效磁阻，簡化磁路中有：

(4)

電感L1通過電流iL1，在電感Lr中產生磁鏈為

(5)

電感Lr通過電流iLr，在電感L1中產生磁鏈為

(6)

當Φ12=Φ21=0時，電感L1和Lr實現解耦，即：

(7)

但此時兩側柱的磁通密度相差會很大，左、右側柱的磁通密度B1、B2分別為：

(8)

選用“EE”完全對稱型磁芯，兩側柱截面積A1、A2相等，左右側柱氣隙相同，磁阻Rm1、Rm2相等，則B1B2。

Lr和L1、L2兩電感同時解耦集成的繞組結構如圖8所示，結合上述電感Lr和L1兩電感解耦基礎，電感L2也同時串聯繞在磁芯的兩個側柱上，其中L2左右側繞組匝數分別為N2′、N2。結合式(7)，此時解耦的條件為：

(9)

相比較兩電感解耦集成，左右側柱磁通密度不均衡的缺點，此時圖8繞組結構左右側柱的磁通密度B1′、B2′分別為：

(10)

從上式看出B1′=B2′，圖8繞組結構不僅實現Lr和L1、L2兩電感同時解耦，而且克服兩電感解耦集成兩側柱磁通分布不均，磁芯利用率低的缺點。

2.2 反向耦合分析

2.2.1 原理分析

結合圖8繞組結構及式(9)，電流iL1和iL2從耦合線圈的一對異名端流入，兩線圈總匝數N1+N1′、N2+N2′相等，電感L1和L2沿最外圈磁路反向耦合，實現耦合電感均流特性[18-20]，磁路模型如圖10所示。

圖10 電感L1和L2反向耦合的磁路模型

理想狀態下，各參數完全一致，L1=L2，電流iL1與iL2流入電感L1和L2后，在磁芯磁路中產生的磁通相互抵消。實際中，L1和L2會存在偏差，兩相電感電流大小不再相等，假設實驗過程中因外界因素導致電感L1突然增大，則電流iL1突然減小，根據楞次定律，邊柱磁芯將產生防止φ1和φ1′突然減小的順時針感應磁通，從而產生感應電動勢，在感應電動勢作用下iL1逐漸增大，iL2逐漸減小，直到iL1與iL2相等。電感L1和L2反向耦合實現均流也保證了式(10)中B1′=B2′，從而實現平衡左右側柱磁通。

2.2.2 耦合度分析

由圖1可知，電感L1和L2之間互感為M，兩端電壓V1、V2分別為：

(11)

圖11為電感L1、L2一個開關周期的模態電壓圖，其中：

(12)

根據式(11)及圖11，忽略死區時間，由伏秒平衡原理得開關管Q1、Q3導通時，有

圖11 電感L1、L2的模態電壓圖

(13)

結合圖5，認為iL1在穩態時的每個開關周期內變化量均為0，通過式(11)得到耦合狀態的穩態相電流紋波ΔIL1，即峰峰值為

(14)

電感L1和L2解耦條件下，即非耦合狀態下的穩態相電流紋波為

(15)

式中：L1_dis為解耦時電感值，L1_dis=L+M。通過式(14)和式(15)得到相電流紋波之比為

(16)

式中k為耦合系數，k=M/L，由于是反向耦合，則-1≤k<0。

電感L1相電流紋波比值在不同占空比D下與耦合系數k的關系曲線如圖12所示，可以看出比值始終小于1，即耦合狀態時電感相電流紋波小。因為該TPC控制占空比D始終為0.5，可得兩電感耦合系數k越接近-1，即反向全耦合時，電流紋波越小。

圖12 穩態相電流紋波比

3 實 驗

為了驗證理論的正確性，搭建了一臺Vs=120 V、Vb=60 V、Vo=24 V，LLC諧振變換器輸出功率300 W的實驗系統如圖13所示，實驗樣機的具體指標如表1所示，一次側選用IRF640型開關管，二次側選用RHRP3060型二極管。

表1 實驗具體指標

Buck/Boost電感L1、L2與LLC諧振電感Lr分立磁件與集成磁件的對比如圖13(b)所示，測得三個分立磁芯總體積為15.52 cm3，集成磁件體積為9.52 cm3，減少了38.66%。

圖13 實驗系統

該直流型TPC分別工作在Buck-LLC模式和Boost-LLC模式下，一次側雙向并聯Buck/Boost變換器交錯180°運行時，分立電感與耦合電感電流波形及輸出電壓波形如圖14和圖15所示。為了能明顯看出對照效果，通過PWM控制開關管均以0.5的占空比運行，可以看出，兩種模式下分立磁件和集成磁件均可輸出穩定的電壓，但集成磁件中兩電感L1、L2反向耦合實現了良好的均流特性。

圖15 Boost-LLC模式Boost電路輸出波形

集成磁件下兩種模式中LLC諧振變換器工作在輕載及滿載時的實驗波形如圖16和圖17所示，其中圖16(a)和圖17(a)均為開關管的導通波形，經過輕載到滿載實驗，可以看出開關管均可以實現ZVS工作。

圖16 LLC輕載(10%滿載)實驗波形

圖17 LLC滿載實驗波形

圖16(b)和圖17(b)均為集成磁件中解耦集成的諧振電感電流波形、開關管Q4兩端電壓波形和輸出電壓波形?？梢钥闯?，諧振電感電流輕載時近似為三角波，諧振槽輸入電壓在輕載和滿載時均為矩形波，且均可實現LLC諧振變換器穩定地輸出電壓。證明諧振電感解耦集成后，通過PFM控制，LLC諧振變換器可以實現正常工作。

實際在新能源混合發電系統中，雙向Buck/Boost變換器的Vs端和Vb端，當其中一端參數出現變化時，都會導致一次側全橋母線電壓的改變，此時可通過式(3)調節開關管頻率，改變LLC諧振變換器的電壓增益，實現穩定地輸出電壓。

4 結 論

本文針對雙Buck/Boost-LLC直流型TPC，引入磁集成技術，對兩并聯Buck/Boost電感反向耦合集成，并對耦合原理及耦合度進行分析，同時與LLC諧振電感進行解耦集成與分析，結合變換器工作原理及實驗驗證得到以下結論：

1)該TPC實現一次側全橋功率開關管的復用，減少了功率開關管的數量，實現集中控制，且實驗驗證了本文1.2節中兩種功率流動模式均可正常工作。

2)集成磁件中，兩Buck/Boost電感反向耦合，耦合系數k=-0.987，相比于分立磁件實現了耦合均流特性；諧振電感Lr解耦集成后，可以平衡磁芯兩側柱磁通，實現LLC諧振變換器正常工作。

3)該變換器可以實現軟開關技術，開關損耗得到降低，并以低輸入電流紋波的優點應用于新能源混合發電系統中。