短路電流閾值對IGBT元胞熱特性影響的研究

夏 超，楊 猛，陳 滔，張明華

(中國空間技術研究院 北京衛星制造廠，北京 100089)

隨著大功率控制器件不斷發展及電壓電流等級的逐步提高，其應用的領域也日趨廣泛[1]。無論是傳統的高鐵牽引傳動行業[2]，還是迅猛發展的新能源汽車行業[3]，以及近年來發展快速的光伏發電[4]及高壓柔性直流輸電[5]，都對IGBT芯片及其封裝設計提出了更高的要求。IGBT發生失效的原因一般分為4類[6]：1)柵極過電壓擊穿柵氧層；2)集射極過電壓及其電流變化率過大，導致芯片發生過電壓擊穿；3)集電極過電流及電壓變化率過大，導致芯片發生過電流燒毀；4)功率周次循環次數過多所導致的封裝老化，進而引起芯片側過溫等。從保護的角度來看，由于負載短路所造成的過電流保護尤為重要。

1 短路失效機理分析

在功率模塊的實際運行過程中，可以將短路大電流故障歸結于如下4類原因：1)負載在功率模塊處于開啟時發生短路故障；2)負載在功率模塊處于開啟前就已發生短路故障；3)功率模塊在開啟時通過大電流，關斷后幾十微秒出現短路故障；4)功率模塊在開啟時由于線路寄生參數的影響，出現短路故障。

針對功率模塊這4類故障情況，主要是發生在功率模塊的IGBT芯片側，下述將從IGBT芯片結構(見圖1)的角度來分析短路大電流情況下的影響及其短路時間閾值的確定方案。

1)穿通型構造(Punch Through Structure, PTS)作為第一代IGBT的典型構造，元胞在處于截止狀態時，外部施加的電壓所形成的電場會充滿整個N-外延層，所以被稱作穿通型。該結構在批量化制造過程中的工藝難度大，制造成本高，電流輸出特性不利于芯片間并聯，隨著技術的發展而逐步被非穿通型結構所取代。

2)非穿通型構造(Non Punch Through Structure, NPTS)與穿通型構造(PTS)的不同點在于，當器件處于截止狀態時，元胞的N-漂移區尚未被電場充滿，因而被研究者們稱為非穿通型結構。NPTS雖然不需要額外對內部載流子的壽命進行控制，但其因結構特點難以應用于高電壓領域。

3)從第三代IGBT的設計開始，元胞的整體結構就由平面型柵極轉變為溝槽型柵極。在溝槽型柵極的IGBT結構中，P型溝道垂直于晶圓的表面。相較于平面型柵極結構，溝槽型柵極結構的IGBT省去了JFET結構，使表面溝道密度和近表面載流子濃度有所增加，IGBT的電氣性能得到了進一步的優化。

a) 第一代穿通型 b) 第二代非穿通型 c) 第三代溝槽+場截止 d) 第四代溝槽+場截止

e) 第五代溝槽+場截止 f) 第五代場截止 g) 第六代場截止 h) 第七代場截止

4)IGBT第四代的優化是從縱向結構方面入手，為了解決第三代IGBT當阻斷電壓的設計等級高時，飽和壓降及導通損耗會增大至影響器件的正常使用，研究者們設計研發出了具有場截止結構的IGBT，旨在盡可能減少芯片的漂移區厚度，從而實現飽和電壓和導通損耗的優化。

5)IGBT的第五代和第六代在某種程度上是在第四代IGBT的基礎上進行的細微修改優化的型號，比如在摻雜濃度及芯片厚度方面有一定程度的優化，使新結構能夠以更低的導通損耗承載更大的電流。

針對當前市場上大電流應用，功率半導體設計與生產廠家主要是以平面型IGBT和溝槽柵型IGBT為主，且對器件在工作過程中的動靜態性能及失效模式尤為關注。國內外的高校的關注點多在芯片的短路失效情形及其相應的物理機理的研究與測試，但對于怎樣量化與評估各類短路大電流失效情況下的短路閾值較少。針對本征熱擊穿失效，器件制造廠商雖然給定了一個指定電壓工況下的短路保護閾值時間，但該指標不具備廣泛性。當運行工況與其指定的工況有所差異時，其短路保護閾值時間需要根據芯片自身的指標來加以優化調整。

下述主要針對溝槽型IGBT結構來具體分析其發生短路時的失效過程與短路閾值時間的計算方法。

2 短路失效機理與分析

在短路電流事件發生期間，芯片的預估溫升對于調整外部柵極電壓非常重要[8]。在本節中，計算了芯片內部的溫升。對芯片的溫升過程加以分析后，在短路電流脈沖發生期間，極少的熱量能夠傳輸到相鄰結構層(層間焊料等)，這是對這一過程的粗略近似，且這種近似簡化僅適用于非常短的脈沖。從芯片面積和厚度來看，這個電壓范圍遵循單芯片的體積公式：

Vol=Llong×Lwidth×Lhigh

(1)

同時計算材料的比熱容需要考慮材料的質量，以單質硅的密度(2.34 g/cm3)來計算芯片的質量：

m=ρ×Vol

(2)

通過計算硅的比熱容Cth,Si和測得的能量損耗功率，可以估算得到單芯片的溫升：

(3)

以英飛凌的高壓大電流模塊FF1400R17IP4為例[9-10]，此模塊采用第四代溝槽柵/場截止技術，對應的額定電壓值為1 700 V，額定電流值為1 400 A。數據手冊當中對于模塊短路的測試數據見表1。

從表1可以看出，當母線設定為1 000 V、虛擬預估結溫為150 ℃時，器件在5 600 A的短路電流下可保證10 μs內不發生電氣失效故障。通過對器件的短路失效原因進行分析可知，半導體器件的短路失效多是由于負載側的故障所導致，因此可通過外部短接功率端子來實現短路閾值測試。基于正常的柵極驅動，模塊在短路電流的上升過程中，其上升時間不足0.5 μs，相較于10 μs可以將其進行忽略以模仿器件在最惡劣的短路工況下的熱性能，即短路過程中將短路電流曲線視作階躍曲線，器件自身通過短路電流值的大小為5 600 A，通電時長為10 μs，集電極-發射極電壓為1 000 V，瞬時功率可達5.6 MW。由數據手冊中的指標可知，在10 μs的短路閾值時間內實現器件的關斷，即可使器件的安全性得到保證。圖2所示為FF1400R17IP4所使用的芯片界面圖(尺寸為17 720 μm×7 700 μm)，模塊內部使用了12個相同的IGBT芯片加以并聯均流，保證器件能夠承載足夠大的電流。在計算單一芯片的結溫變化時，應對應降低電流，基于理想化計算，其單芯片短路電流值為467 A，單芯片的通流面積為1.364 cm2，厚度為190 μm。

基于材料的熱特性，芯片結溫的變化量可由式4來加以計算：

(4)

式中，JC,SAT是IGBT飽和電流密度，JC,SAT=I/S=467A/S，S是芯片通流面積，S=1.364 cm2；VCE是芯片的集電極-發射極阻斷電壓，VCE=1 000 V；WSi是芯片層厚度，WSi=190 μm；CV是材料的容積比熱，與材料自身的熱力學特性相關，硅材料的容積比熱為1.66 J/(cm3·K)；t是短路電流通過芯片的時間，t=10 μs。

由于自熱效應的影響，IGBT芯片的內部溫度在短路大電流工況下會不斷升高，直至達到一個溫度臨界值(TCR)。然后，芯片經歷一個熱失控過程，導致不可逆的熱損傷。對于硅材料而言，當本征激發出的載流子濃度與N型低摻雜區的載流子濃度相當時，柵極失去對電流通道的控制能力，即器件處于非受控導通狀態，該臨界溫度區間經計算為650～700 K。因為短路持續時間不足以在內部晶體管之間建立反饋來導致寄生晶閘管的觸發，IGBT元胞在達到臨界溫度之前不會觸發寄生三極管的自鎖效應。

在不計IGBT元胞內部溫度不均勻所引起的溫度擴散現象，對元胞短路狀態下的溫度變化量進行計算，可以由式4得到：

(5)

式中，由表1可知，IGBT元胞的初始溫度Toriginal=150 ℃，臨界溫度取區間最大值700 K，即Tfinal=426.85 ℃，將數據手冊中的各數值代入式5可得其理想短路耐受閾值時間為25.5 μs。

由于IGBT元胞自身的結構特點，其發射極與柵極處于同一平面，且柵極部分不具備大電流通過條件，即功率側短路電流通過發射極區域與外電路構成回路。由IGBT自身的特點可知，為了避免內部PNP晶體管結構出現自鎖現象影響器件的正常關斷，通常是將PNP晶體管結構的放大系數設置為0.5，即MOSFET結構與PNP結構承擔相同的電流值。在短路工況下，忽略N型重摻雜區與P型溝道電流分流的差異，將兩部分的電流輸出截面積理想化處理為相等，且不考慮柵極結構的特殊優化，通過對傳統型第四代溝槽柵IGBT結構的柵極與發射極截面的面積加以比較可知，第四代溝槽柵IGBT的發射極截面面積/元胞總截面面積約為0.4。忽略元胞的摻雜影響，可以得到元胞結構內部的溫度最高值在發射極處，這一點與Baliga教授[11]的計算結果一致。因此，可以在式5內加入面積調節系數KT，短路保護閾值時間可以由式6計算得出為10.2 μs，但在實際的元胞內部，摻雜對于電場的分布有著極大的影響。

(6)

對于具有更加復雜結構的元胞，其短路保護閾值時間的影響因素將更為復雜，式6是在對元胞摻雜情況進行模糊化處理后所得的數值。

下述將對不同的發射極-集電極電壓下的元胞電流密度及電場分布加以仿真驗證[12]。

3 仿真結果

相同的IGBT元胞在不同的VCE電壓下的電流密度分布如圖3所示，可以看出工作狀態下元胞上側的電流主要分布在發射極區域，且在高VCE時N型低摻雜基區有出現電流絲的趨勢。不同工況下的IGBT元胞電勢分布如圖4所示，隨著外加電壓的增大，元胞內部的高場強區向發射極側轉移。不同工況下IGBT元胞晶格溫度分布如圖5所示，由圖5可以看出，元胞的內部發熱區隨著VCE的變化而有所差異。隨著VCE電壓的增大，元胞的晶格溫度增大，且核心發熱區更為集中并向發射極側轉移。

a) VCE=50 V

b) VCE=3 V

導通狀態下，元胞內部的電場主要聚集在P溝道與N型低摻雜區的交接處，隨著VCE的升高，電場逐漸向交界處集中，由于大電流通過該區域，即該區域的損耗相較于其他部分有著顯著的提升，對應于該區域的高溫升。由于溝槽柵結構的特殊性，可分析得到元胞在此處達到結構的最高溫度，但由于其截面積相對于發射極面積更大，因此則短路保護閾值時間會大于10 μs。

a) VCE=50 V

b) VCE=3 V

a) VCE=50 V

4 結語

本文首先對IGBT各代結構的性能進行了介紹，重點對短路工況下的第四代溝槽柵IGBT的熱失效機理進行了研究。通過晶胞結構的層面分析了短路電流導致的自熱效應對器件安全工作區的影響。通過對元胞內部的模糊化處理所得到的短路閾值時間計算式所得結果與短路電流經驗值相吻合，驗證了該理論假設的可行性。隨后對同類型結構的晶胞加以建模，并通過TCAD軟件對處于導通狀態下的元胞進行短路性能測試。分別在3 V和50 V母線電壓工況下進行瞬態短路工況仿真，分析了正常工況下和短路工況下的電流密度及電場的差異對硅材料熱力學性能的影響。通過對仿真結果的分析可知，器件在正常工作時的發熱區集中在元胞中部，隨著短路電流的增大，器件的發熱區逐漸向發射極轉移，其主要原因是集電極-發射極電壓降在P型溝槽區與N型低摻雜基區之間的區域逐步集中，且短路時的母線電壓越高，熱集中效應越明顯。