一類耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器

榮德生， 陳靚， 孫瑄瑨， 寧博

(1.遼寧工程技術大學 電氣與控制工程學院，遼寧 葫蘆島 125105；2.國網遼寧省電力有限公司葫蘆島供電公司，遼寧 葫蘆島 125105)

0 引 言

隨著光伏發電技術[1]不斷推廣和應用，其核心部件DC-DC變換器的高效高增益[2-4]的研究，逐漸成為光伏發電系統[5]研究的熱點。

目前實現DC-DC變換器高增益的技術方向[6-9]多種多樣。其中含耦合電感變換器[10-16]是升壓變換器的一大典型類別，在提高了電壓增益的同時實現了調節輸出的靈活性和可控性，時下應用廣泛。但該類變換器由于漏感的存在，實現高增益的同時，降低了變換器的工作效率；且傳統的單一耦合結構會與寄生電容發生諧振，造成瞬間的尖峰電壓，不但增加開關管電壓應力，還會影響變換器乃至發電系統的整體穩定性。

圍繞如何解決上述問題，學者們開展了一系列的研究：文獻[10]在單一的耦合結構上提出雙耦合設想，能夠提高變換器增益，但無法改善原有的漏感問題；文獻[11-12]不拘泥于傳統結構，結合開關電容與耦合電感變換器，進一步提高電壓增益，但不可避免地增加了磁件設計的難度；文獻[13]基于傳統耦合電感網絡，并引入三電平思想，提高了電壓增益，仍缺乏對開關管電壓應力的有效降低手段；文獻[14]針對耦合電感型Boost變換器引入鉗位、整流單元等技術，初步解決了耦合電感的漏感問題，但缺少具體的實驗應用分析；文獻[15]在文獻[14]的基礎上進一步系統闡述耦合電感變換器的各類拓撲結構，剖析內在聯系，其中重點對有源鉗位的改進方式，采用能量吸收支路的思路；文獻[16]對文獻[15]中提出的耦合電感變換器詳細解析，提出耦合電感倍壓單元結構，引入一般變換器提高其增益，但仍做不到無損吸收漏感能量。

本文在文獻[9]所提基本耦合電感Boost變換器的基礎上，分析耦合電感類DC-DC變換器的構成。將耦合電感副邊與一組二極管-電容(D-C)結構進行組合得到副邊倍壓結構，再將該結構與開關電容結構相結合，即可得到耦合電感-二極管-電容組合結構。在此基礎上拓展出一類耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器，這一類變換器在實現變換器高增益變換的同時，利用結構中一個D-C支路為鉗位吸收支路，抑制由于漏感與開關器件寄生電容諧振所產生的電壓沖擊。以其中一種采用該單元結構的變換器為例，詳細分析該結構變換器在CCM(continuous conduction mode，CCM)模式和DCM(discontinuous conduction mode，DCM)模式下變換器的工作原理，最終通過仿真與搭建實驗機對理論進行驗證。

1 變換器拓撲結構提出

1.1 耦合電感Boost變換器組成

文獻[5]所提的基本耦合電感Boost變換器如圖1所示，該變換器由三部分組成：帶有耦合電感原邊的前級儲能結構、帶有耦合電感副邊的倍壓結構以及二極管電容(DC)輸出結構。

圖1 基本耦合電感Boost變換器

對于具有耦合電感的升壓DC-DC變換器來說，其均可由上述三種結構組合而來。其中，耦合電感倍壓結構是實現變換器高增益變換的關鍵環節。

1.2 耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器的構造思路

構建耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器，從以下三部分進行分析：

1)前級儲能結構。

對于耦合電感PWM型變換器來說，據耦合電感原邊n1和開關管S位置的不同，可以簡單地分為Boost型和Buck-Boost型兩種結構，如圖2所示。

圖2 兩種前級結構

根據不同的前級結構，即可對后級耦合電感倍壓結構進行設計。

2)耦合電感-二極管-電容組合結構。

由于耦合電感副邊n2的能量是由原邊n1儲能得到的，故其可與一組二極管-電容(D-C)結構進行組合，得到副邊組合結構如圖3(a)所示。再將該結構與開關電容結構相結合，即可得到耦合電感-二極管-電容組合結構。該結構利用耦合電感漏感抑制了開關電容中較大電流沖擊，同時還可以利用開關電容中結構中的一個的D-C支路作為耦合電感的鉗位吸收支路，抑制了因漏感產生的開關管兩端較大的電壓沖擊。

以一種常見的“X型”開關電容結構為例，依據上述思想，引入副邊組合結構，得到一種耦合電感-二極管-電容組合結構如圖3(b)所示。其中，二極管D2-C1為開關管的鉗位支路。

圖3 耦合電感-二極管-電容組合結構構成

3)D-C輸出結構。

變換器的輸出D-C結構根據輸出二極管方向，可分為同向輸出型以及反向輸型，兩種結構如圖4所示。

圖4 兩種輸出結構

將上述三個部分選取合適結構進行級聯，即可構造出高增益耦合電感-二極管-電容組合的耦合電感高增益變換器。

1.3 一類耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器

依據1.2節的構造思路，可提出一系列的耦合電感-二極管-電容組合的耦合電感高增益變換器。根據不同的前級結構，可分為Boost型變換器族和Buck-Boost型變換器族，對應的兩類拓撲結構如圖5、圖6所示。

圖5 高增益耦合電感Boost變換器族

圖6 高增益耦合電感Buck-Boost變換器族

2 變換器拓撲分析

選取圖5(a)中的I型高增益耦合電感Boost變換器結構做具體的拓撲分析，其等效結構如圖7所示。其中耦合電感結構由耦合電感漏感Lk，勵磁電感Lm，以及匝比N=n2/n1的理想變壓器組成。

圖7 變換器的等效電路圖

2.1 工作原理

為便于變換器工作原理分析，有以下假設：

1)開關管、二極管為理想器件，導通關斷時間為0、導通壓降為0；

2)電容為理想器件，忽略電容的紋波電壓；

3)考慮耦合電感漏感Lk對變換器性能的影響，耦合系數k=Lm/(Lm+Lk)、耦合電感匝比N=n2/n1。

2.1.1 CCM模式

當變換器一個開關周期內，勵磁電感電流連續，即變換器工作在CCM模式下。此時共存在5種工作模態，其基本波形如圖8所示，對應的工作模態如圖9所示。

圖8 CCM工作模態基本波形

圖9 變換器CCM工作模態

工作模態1[t0，t1]：開關管S開通，二極管D1，D2，D3截止，Do導通；電源通過S為電感Ln1儲能，勵磁電感電流iLm及漏感電流iLk增加；耦合電感的二次側經C1，C2過S與D3為負載供電。

工作模態2[t1，t2]：由于較小的漏感該階段時間短，S關斷，二極管D2，Do導通，D1，D3截止；漏感Lk，C3放電給C1，其電流快速下降，將開關管S的端電壓鉗位于VC1-VC3；同時，輸入電源同耦合電感二次側過C2為負載供電。至t2時刻，電流iLn2下降為零，Do關斷，模態結束。

工作模態3[t2，t3]：開關管仍關斷，二極管D1，D2導通，D3，Do截止；漏感Lk與電容C3為C1充電，電流iLk與電流iD2持續下降；輸入Vin串聯耦合電感原副邊通過D1共同為電容C2充電，電流iD1自零線性上升；電容Co為負載供電。至t3時刻，電流iLD2下降為零，D2關斷，模態結束。

工作模態4[t3，t4]：，開關管S繼續關斷，二極管D1，Do截止，D2，D3導通；輸入Vin串聯耦合電感原副邊仍為C2充電；耦合電感副邊Ln2通過D3放電給電容C3；此時，電感L1經過D1為電容C3充電；電容Co持續為負載供電。

工作模態5[t4，t5]：此段極小時間內S導通，二極管D2，Do截止，D1，D3導通；輸入電源Vin為電感Ln1儲能，一次側電流線性上升；耦合電感副邊仍為電容C3放電；電容Co依舊提供負載供電。至t5時刻，二次側電流下降為零，D3關斷。

2.1.2 DCM模式

當變換器一個開關周期內，勵磁電感電流斷續，即變換器工作在DCM模式下。此時共存6種工作模態，對應工作模態如下圖10所示，其基本波形如圖11所示。

圖10 變換器DCM工作模態

圖11 DCM工作模態基本波形

其中，工作模態2[t1，t2]與工作模態3[t2，t3]同CCM模式下的一致，不再具體贅述。

工作模態1[t0，t1]：開關管S開通，二極管D1，D2，D3截止，Do導通；電源通過S電感為Ln1儲能，勵磁電感電流iLm及漏感電流iLk增加；耦合電感的二次側經C1，C2過S與D3為負載供電，電流iDo自零線性上升。

工作模態4[t3，t4]：開關管S繼續關斷，二極管Do，D2截止，D1，D3導通；輸入Vin串聯耦合電感原副邊過二極管D1為C2充電，iD1線性下降；耦合電感副邊Ln2通過D3放電給電容C3；電容Co持續為負載供電。至t4時刻，電流iD1下降為零，D1關斷，模態結束。

工作模態5[t4，t5]：開關管S繼續關斷，二極管D1，D2，Do截止，D3導通；耦合電感副邊Ln2通過D3放電給電容C3，電流iD3線性下降；電容Co依舊提供負載供電。至t5時刻，電流iD3下降為零，模態結束。

工作模態6[t5，t6]：開關器件均關斷，此時電感電流斷續模態，勵磁電感Lm、漏感Lk不再釋放能量，電容Co依舊提供負載供電。

2.2 變換器穩態分析

1)性能分析。

經上節對變換器在CCM模型下的模態分析，對穩態分析時可忽略時間較小的過渡模態，即不考慮模態2和模態5。

工作模態1各回路電壓關系為：

(1)

工作模態3各回路電壓方程為：

(2)

對應工作模態4存在如下電壓關系：

(3)

基于上述電壓關系，根據電感電壓伏秒積面積平衡原理可得變換器的電壓增益

(4)

設k=1，各電容、二極管器件電壓應力如下：

(5)

(6)

(7)

(8)

(9)

(10)

開關管S的電壓應力為

(11)

2)臨界電感值的計算。

在DCM模式下，忽略漏感對變換器影響的短時間模態，變換器的主要電流波形如下圖12所示。此外，令占空比DL=D2+D3，為勵磁電感Lm下降至零的占空比。

圖12 DCM工作模態基本波形

設勵磁電感電流iLm的峰值為

(12)

得到各二極管的平均電流如下：

(13)

(14)

(15)

k=1時，根據電容的安秒平衡原理，各二極管的平均電流等于輸出電流Io，得電壓增益為

(16)

引入勵磁電感時間常數，表示為

(17)

得占空比DL的表達式

(18)

將式(18)回代式(16)，得變換器C-DCM模式的電壓增益

(19)

當變換器處于BCM模式，可推臨界勵磁電感時間常數為

(20)

根據時間常數表達式，對應臨界勵磁電感τLmB與占空比D的關系曲線如圖13所示。當τLm>τLmB時，變換器工作在C-CCM模式，反之，變換器則處于C-DCM模式。

圖13 臨界勵磁電感時間常數τLmB與占空比D(N=2)

3 變換器性能對比

將圖5中本文提出的 I型變換器與常見的幾類變換器對比，幾種變換器的性能參數如表1所示。

表1 變換器參數對比

以耦合電感的匝比N=2的固定情況為參考，上述四種變換器的增益對比曲線如圖14，變換器的開關管電壓應力對比曲線如圖15。

圖14 變換器增益對比圖

圖15 開關管S電壓應力對比圖

由圖14可知，本文所提高增益Boost型變換器性能在現有幾大類變換器的基礎上明顯提升電壓增益。而由圖15可知，單元化改善的耦合電感變換器的電壓應力最小，實際應用時能夠選取電壓應力更低的MOSFET器件。

4 仿真與實驗

對于耦合電感高增益型DC-DC變換器來說，在CCM模式下變換器具有較小的電流紋波，對輸出電容要求相對較低，有利于降低電容的容量與體積。故在進行仿真與實驗中，采用CCM工作模式。

4.1 仿真驗證

為初步驗證上節理論分析，利用PSIM仿真軟件，對圖5中本文提出的I型變換器進行仿真實驗。變換器的控制環路采用C Block模塊實現，設置變換器參數如下：輸入電壓Vin=20 V，輸出電壓Vo=200 V，功率為150 W，耦合電感匝比n=2，開關頻率f=50 kHz，電容C1=C2=C3=Co=100 μH，勵磁電感Lm=60 μH，漏感Lk=1.8 μH。

變換器的電壓仿真波形如圖16所示，可以看出，在輸出電壓為200 V的情況下，開關管S的電壓應力僅約43.7 V，變換器占空比D約為0.51，在高增益的情況下保持較低的電壓應力，各個二極管電壓應力也均小于輸出電壓。

圖16 變換器電壓仿真波形

變換器電流仿真波形如圖17所示。可以看出，耦合電感原、副邊電流波形變化趨勢與理論分析相符。二極管D2實現了零電流關斷，二極管D1、D3、Do實現了零電流導通。

圖17 變換器電流仿真波形

4.2 實驗驗證

對提出的高增益變換器設計理論進行實驗驗證，搭建一個150 W的樣機，如圖18所示。詳細的參數見下表2。

表2 實驗樣機參數

圖18 實驗樣機平臺

如圖19所示，為變換器輸出電壓與開關管應力，其中變換器的輸出電壓約200 V，滿足理論分析的高增益；同時，開關管S的電壓應力僅約為43 V，實現了較低低電壓應力，與仿真一致。

圖19 變換器輸出電壓與開關管電壓應力波形圖

各開關器件的電壓應力如圖20中波形所示。由上下圖知，二極管D2的電壓應力約為43 V與開關管S相同；另外，D1、Do的電壓應力相同，約為117 V；二極管D3為76 V。圖中波形均符合理論分析，在電壓應力參數上各個器件均具有良好表現。

圖20 變換器功率器件電壓應力波形圖

此外，變換器的各器件電流波形如圖21，其中圖21(a)為變換器一次側漏感和副邊電流波形圖，圖21(b)～圖21(c)為二極管電流波形圖。可以看出，二極管D2實現了零電流關斷，二極管D1，D3，Do實現了零電流導通，實驗結果與仿真一致。

圖21 變換器電流波形圖

圖22所示為本文所提變換器與表1中的幾類常見升壓變換器在20 V輸入200 V輸出情況下的參考效率曲線。可以看出本文所提變換器在由于具有較高的電壓增益且共用漏感吸收回路，變換器整體效率較高，在110 W左右達到最高效率約為93.7%。由于變換器均采用手工制板，變換器效率還可進一步優化。

圖22 變換器效率曲線對比

5 結 論

本文對基本耦合電感Boost變換器進行改造，通過添加多個輔助D-C支路，進一步推演出一系列耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器，該變換器具有以下特點：

1)通過組合D-C支路，變換器的電壓增益明顯提升且增益可通過耦合電感匝比n靈活調節；

2)利用其中一個D-C為無源鉗位支路，吸收漏感能量并在主開關管關斷后，對其電壓進行鉗位，開關管具有較低的電壓應力；

3)拓展出兩類耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器，分別為Boost型族和Buck-Boost型族，可應用于各種高效高增益場合。