基于交錯(cuò)反激的光伏控制器及其控制策略的研究

劉澤偉，邵偉明

（廈門理工學(xué)院現(xiàn)代工程訓(xùn)練中心，福建廈門，361024）

0 引言

微型逆變器是指一種獨(dú)立光伏組件并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的功率變換單元，通常的功率等級(jí)為100-300W。反激式變換器常因其結(jié)構(gòu)簡單、自帶高頻隔離、并且開關(guān)管驅(qū)動(dòng)容易，因此常應(yīng)用于微型逆變器。其中在較低功率的兩級(jí)式微型逆變器中常使用傳統(tǒng)的反激式變換器，但是由于其變壓器鐵芯磁狀態(tài)在最大直流成分下，需要鐵心開較大的氣隙，因此其又有難以達(dá)到較大功率的缺點(diǎn)，通常應(yīng)用在不超過100瓦的場合，并且由于其輸出電流斷續(xù)使輸出紋波較大，會(huì)對后級(jí)逆變帶來較大的諧波[1]。

因此，本文提出將交錯(cuò)反激式變換器應(yīng)用在兩級(jí)式微型逆變器中前級(jí)的光伏控制器中，使其具有輸出功率較傳統(tǒng)反激式變換器的微型逆變器相比翻倍、輸出電流脈動(dòng)小、容易做MPPT控制等優(yōu)點(diǎn)[2]。同時(shí)使用不對稱模糊控制進(jìn)行最大功率跟蹤，可以快速、穩(wěn)定地實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤。本文將詳細(xì)分析該變換器使用在兩級(jí)式微型逆變器中的工作狀態(tài)，討論其具體是如何增大輸出功率、減小電流輸出紋波、減小直流母線輸出電壓紋波以及進(jìn)行最大功率跟蹤，最后通過實(shí)驗(yàn)加以驗(yàn)證。

1 原理與設(shè)計(jì)

1.1 電路設(shè)計(jì)及原理分析

1.1.1 主電路設(shè)計(jì)

圖1為兩級(jí)式微型逆變器的交錯(cuò)反激變換器電路原理圖，該電路初級(jí)由兩個(gè)開關(guān)管S1、S2一個(gè)輸入去耦電容Cin和兩個(gè)反激變壓器T1，T2組成。它的次級(jí)由兩個(gè)整流二極管D1，D2和一個(gè)濾波及功率解耦電容Cbus，這里的濾波電容同時(shí)又作為兩級(jí)式微型逆變器的直流母線功率去耦電容，以保證直流母線上電壓的穩(wěn)定，其中S1和S2交錯(cuò)導(dǎo)通，構(gòu)成交錯(cuò)并聯(lián)反激電路，將太陽能電池板輸出的20V-45V的電壓變換為380V-420V，提供給后級(jí)逆變器產(chǎn)生220V的并網(wǎng)電壓。

圖1 兩級(jí)式微型逆變器的交錯(cuò)反激變換器電路原理圖

1.1.2 工作狀態(tài)分析

系統(tǒng)要求交錯(cuò)反激變換器工作于電流連續(xù)模式，由于并聯(lián)交錯(cuò)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)要求均流，因此需要讓兩個(gè)開關(guān)管處于相同占空比的開關(guān)狀態(tài)，且兩個(gè)反激變換器的工作相位相差半個(gè)周期180°，針對開關(guān)管控制信號(hào)占空比小于50%和大于50%工作波形有所不同：在控制信號(hào)占空比小于50%時(shí)，Iin為斷續(xù)且Iout為連續(xù)；在控制信號(hào)占空比大于50%時(shí)，Iin為連續(xù)且Iout為斷續(xù)，如圖2所示[3]。

圖2 占空比為25%和75%時(shí)交錯(cuò)并聯(lián)反激電路電流連續(xù)模式的工作波形

因此，本文針對開關(guān)管控制信號(hào)占空比小于50%和大于50%工作波形分別以25%和75%為例，結(jié)合圖1進(jìn)行工作狀態(tài)的詳細(xì)分析。

當(dāng)占空比為25%時(shí)，如圖2所示，S1為反激變換器1的控制信號(hào)，S2為反激變換器2的控制信號(hào)，兩個(gè)控制信號(hào)交錯(cuò)出現(xiàn)，相差半個(gè)周期180°。

在t2-t3時(shí)刻，對于反激電路1，它的工作狀態(tài)與t1-t2時(shí)刻反激電路2的工作狀態(tài)一樣。對于反激電路2，它的工作狀態(tài)與t0-t1時(shí)刻反激電路1的工作狀態(tài)一樣。

在t3-t4時(shí)刻，對于反激電路1，它的工作狀態(tài)與t1-t2時(shí)刻反激電路2的工作狀態(tài)一樣。對于反激電路2，它的工作狀態(tài)與t0-t1時(shí)刻反激電路1的工作狀態(tài)一樣。

由于兩個(gè)反激電路采用了并聯(lián)方式連接，并且交錯(cuò)動(dòng)作，該電路具有并聯(lián)電源的特性，因此對于交錯(cuò)反激變換器的輸入電流Iin(太陽能電池板的輸出電流)和輸出電流Iout具有線性疊加性。對于輸入電流Iin是Ip1和Ip2的疊加，從圖2我們可以看出輸入電流Iin與單個(gè)反激電路相比頻率提高了，因此經(jīng)過濾波電路后能夠減小紋波。對于輸出電流Iout是Is1和Is2的疊加，從圖2我們可以看出輸出電流Iout與單個(gè)反激電路相比，電流從斷續(xù)變?yōu)檫B續(xù)，并且電流的脈動(dòng)頻率加倍，經(jīng)過濾波電路后能夠減小紋波。

當(dāng)占空比為75%時(shí)，如圖2，其在t0-t5時(shí)刻的各個(gè)階段的工作狀態(tài)與占空比為25%時(shí)類似，其中輸入電流Iin從斷續(xù)變?yōu)檫B續(xù)，輸出電流Iout從連續(xù)變?yōu)閿嗬m(xù)，同樣經(jīng)過濾波電路后紋波幅值會(huì)明顯減小且頻率增加[4]。

1.2 非對稱模糊控制策略

1.2.1 電路參數(shù)特性分析

反激變換器是隔離型Buck-Boost電路，因此可以通過Buck-Boost電路分析交錯(cuò)并聯(lián)反激電流[4]。由于交錯(cuò)并聯(lián)反激電源系統(tǒng)具有并聯(lián)電源的所有優(yōu)點(diǎn)和特性，因此可以得到輸出電壓為并聯(lián)電源電壓較大的那個(gè)，本文設(shè)計(jì)兩個(gè)并聯(lián)的反激開關(guān)占空比一樣，因此輸出電壓與單反激變換器的輸出電壓是相同，為

式中：N為變壓器變比，Uin為變換器輸入電壓，D為開關(guān)占空比

其中，Uo與D的變化規(guī)律為D越大，Uo越大，單調(diào)遞增規(guī)律明顯，容易通過控制占空比增加和減小調(diào)整輸出電壓。

輸入等效阻抗為單獨(dú)電源的一半，為

式中：N為變壓器變比，R為變換器輸出負(fù)載，D為開關(guān)占空比

其中，Re與D的變化規(guī)律為D越大，Re越小，單調(diào)遞減規(guī)律明顯，容易通過控制占空比增加和較小調(diào)整等效輸入阻抗，因此該交錯(cuò)并聯(lián)反激變換器對于太陽能電池板的等效阻抗為公式2，在做最大功率跟蹤時(shí)可以通過單調(diào)增減占空比改變電路的等效阻抗尋找最大功率點(diǎn)[5]。

1.2.2 控制策略

本文考慮到太陽能電池板特性曲線的非對稱性，使用非對稱模糊控制算法進(jìn)行最大功率跟蹤[6]。

非對稱模糊控制主要是實(shí)現(xiàn)最大功率工作點(diǎn)時(shí)刻的控制信號(hào)占空比確定，而最大功率點(diǎn)的表征主要是在PV曲線中，最大功率點(diǎn)出的dP/dU=0，因此取dP/dU為目標(biāo)函數(shù)， 占空比改變量dD為控制變量。實(shí)時(shí)檢測太陽能電池板的輸出電壓和功率，當(dāng)前的采樣值和上次的采樣值分別用n和n-1表示，因此模糊控制器的輸入變量ec(n)和它的變化量?ec(n)表達(dá)式為：

若檢測到dD>0時(shí)，dP/dU>0，則保持dD>0。若dD>0時(shí)，dP/dU<0，則令dD<0。

定義模糊子集為：NB=負(fù)大，NS=負(fù)小，ZE=零，PS=正小，PB=正大。

根據(jù)光伏陣列輸出特性曲線特點(diǎn)，設(shè)定非對稱模糊的控制則表，也具有非對稱性，如表1所示。

表1 非對稱模糊的控制則表

2 實(shí)驗(yàn)

基于上述設(shè)計(jì)方案和控制控制策略，針對PS-PV210WATT型號(hào)的太陽能電池板，搭建一個(gè)輸入直流電壓為20-40V，輸出直流電壓為380-420V，輸出最大功率為210W的基于交錯(cuò)反激并聯(lián)電路的兩級(jí)式微型逆變器前級(jí)matlab/simulink仿真系統(tǒng)，該系統(tǒng)主要是將太陽能電池板的電壓進(jìn)行升壓，同時(shí)做最大功率跟蹤。

2.1 仿真電路及參數(shù)設(shè)計(jì)

實(shí)驗(yàn)使用的PS-PV210WATT型號(hào)的太陽能電池板四參數(shù)為開路電壓36.61V，短路電流7.84A，最大功率工作點(diǎn)電壓29.73V，最大功率工作點(diǎn)電流7.14A，令其工作在標(biāo)準(zhǔn)工作條件下，最大輸出功率為212.27W。

太陽能電池板在通過交錯(cuò)并聯(lián)反激電路進(jìn)行電壓變換后，經(jīng)過直流母線濾波及功率解耦電容Cbus后能夠得到380-420V的輸出電壓，此時(shí)用Buck變換器作為一個(gè)電子負(fù)載，用于模擬兩級(jí)式微型逆變器后級(jí)的并網(wǎng)逆變器，并結(jié)合PID控制對直流母線進(jìn)行功率解耦，通過PID控制改變電子負(fù)載的等效阻抗，使直流母線電壓穩(wěn)定在400V左右。

2.2 仿真結(jié)果

設(shè)定不對稱模糊控制輸出控制信號(hào)的頻率為50kHz，仿真時(shí)間為0.02秒。

圖3為在太陽能電池板光照條件改變的條件下，使用不對稱模糊控制跟蹤太陽能電池板最大功率點(diǎn)的效果，在光照變化的條件下，能夠在0.0005s內(nèi)跟蹤到最大功率點(diǎn)。

圖3 最大功率跟蹤效果

圖4為交錯(cuò)反激變換器輸出電壓，即為兩級(jí)式微型逆變中直流母線上功率解耦電容Cbus的電壓，由于太陽能電池板最大功率點(diǎn)的工作電壓會(huì)受光照條件影響，在通過交錯(cuò)并聯(lián)反激電路電壓變換后輸出電壓出現(xiàn)波動(dòng)，此時(shí)PID控制結(jié)合等效電子負(fù)載模擬后級(jí)逆變器，對直流母線進(jìn)行功率解耦，同時(shí)能夠盡快穩(wěn)定直流母線的電壓。

圖4 直流母線功率解耦效果

分析交錯(cuò)并聯(lián)反激變化器內(nèi)部的電流變化，控制信號(hào)頻率為50kHz，此時(shí)的占空比略小于50%，取其中的5個(gè)周期，即0.0001s的時(shí)間進(jìn)行分析，如圖8為太陽能電池板輸入到交錯(cuò)反激變換器的電流波形Iin，在5個(gè)周期內(nèi)出現(xiàn)10個(gè)電流脈沖，頻率翻倍通過使用交錯(cuò)并聯(lián)反激技術(shù)，可減小充電電流紋波、減小電容兩端電壓幅值變化、減小電容的溫升，這樣能夠延長輸入去耦電容C的壽命[8]。

3 結(jié)論

本文通過對交錯(cuò)并聯(lián)反激電路的原理進(jìn)行分析，提出將該種電路應(yīng)用于兩級(jí)式微型逆變器中，并使用不對稱模糊控制進(jìn)行最大功率跟蹤，最后通過matlab/simulink進(jìn)行仿真驗(yàn)。通過分析仿真結(jié)果，可以得到該變換能夠使用在兩級(jí)式微型逆變器中，它與單反激變換器相比能夠使系統(tǒng)的功率翻倍。并且由于交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)的使用，能夠使輸出電流進(jìn)行線性疊加，輸入輸出電流脈沖的頻率加倍或者電流紋波脈沖的頻率加倍，減小輸出端電壓紋波，延長微型逆變器中功率解耦電容的壽命，改善兩級(jí)式微型逆變器中解耦電容容易損壞的缺點(diǎn)。本文提出的方法對提高兩級(jí)式微型逆變器的功率，壽命，經(jīng)過仿真和實(shí)驗(yàn)證明了具有一定的實(shí)用性和工程應(yīng)用價(jià)值。