基于同步整流的反激電源多路閉環控制策略

許 佳，梁亦聰,盧一喆

(西安機電信息技術研究所，陜西 西安 710065)

0 引言

多路輸出反激式開關電源由于其體積小、結構簡單、成本低，被廣泛應用于需多路供電的電子設備中[1]。彈載遙測系統中主要包括FPGA、變頻收發器、數據存儲器等多種供電電壓不同的電子器件，且有小型化、低成本要求[2-3]，非常適合使用多路輸出反激式開關電源作為其輔助電源系統。

但傳統多路輸出反激式開關電源僅能閉環控制一路輸出的輸出電壓，其余端口輸出電壓通過變壓器的匝比設定[4]，因此，除了閉環輸出端口的電壓，其他端口輸出電壓并不準確，尤其是在輸入電壓小、變壓器匝數少的應用場合。此外，多路輸出反激式開關電源還存在多路間交叉調節問題，進一步影響了輸出電壓的精度[4]。這將對遙測系統中數模、模數轉換芯片的工作造成影響，從而導致遙測系統測試精度不高。

為解決多路輸出反激式開關電源輸出電壓精度問題已有一些文獻作出研究。文獻[5]提出了在非閉環輸出端口增加Buck變換器以調節輸出電壓，但這種方式增加了一級變換，成本增加、效率降低。文獻[6]提出了一種基于功率分配的控制方式，可以使每路輸出均有較高精度，但其需要對每路輸出電流采樣，增加額外采樣電路。文獻[7—9]提出了一些改善交叉調整率的方法，例如，優化變壓器、加權電壓反饋控制等。但這類方法只能將誤差分配到各輸出端口，以滿足各路輸出精度需求，不能從根本上消除誤差。

本文在反激式開關電源同步整流技術[10-11]的基礎上提出一種閉環控制多路輸出電壓的控制策略，該策略控制同步整流管關斷時間，利用同步整流管體二極管導通壓降，微調輸出電壓，達到閉環控制輸出電壓目的。

1 開關電源的同步整流技術

1.1 同步整流基本原理

開關電源的同步整流技術是將開關電源拓撲中整流或續流二極管替換為MOSFET等全控型器件的技術，旨在利用這些器件的低導通壓降，減少電源損耗。在部分拓撲中使用同步整流技術，可以將整體效率提升近10%[12]。本節中以反激式開關電源為例介紹同步整流技術的原理。

圖1展示了使用同步整流技術前后的反激式開關電源電路圖。同步整流技術中，同步整流器件的開關邏輯為：檢測到并聯二極管導通后立即導通，檢測到自身電流降至0后立即關斷。

假設在副邊續流時間段內變壓器副邊有電流is，則不使用同步整流技術的導通壓降固定為二極管導通壓降，通常在0.7～1.2 V。使用同步整流技術的導通壓降為：

Vds=is×Rdson，

(1)

式(1)中，Rdson為功率器件導通電阻，一般MOSFET的導通電阻在毫歐姆級別。使用同步整流技術的導通壓降將會大大降低，故其損耗更小。

圖1 使用同步整流前后的反激式開關電源電路圖Fig.1 Diagram of flyback switching power supply using synchronous rectification

1.2 同步整流實現方法

基于變壓器次級繞組電壓或電流的同步整流驅動方式均存在一些問題[10]，而基于檢測MOSFET漏源電壓的同步整流驅動方式是目前較常用的方式[11，14]，圖2展示了其實現方式。本文也使用了這種實現方式。

圖2 同步整流實現方法示意圖Fig.2 Diagram of synchronous rectification implementation method

2 基于同步整流的反激電源多路閉環控制策略

2.1 控制策略原理及分析

第1章關于同步整流技術的介紹中提到，反激式開關電源工作在同步整流狀態的副邊導通壓降遠小于二極管整流，而使用同步整流技術的電路可以主動在這兩個狀態之間切換。本文提出的基于同步整流的反激電源多路閉環控制策略，就是通過閉環控制兩種狀態的時間，精確控制各路輸出電壓。

為方便分析，且不失一般性。本節中使用考慮漏感的兩路輸出反激變換器等效模型，分析變換器在本文提出的控制策略下的工作原理。圖3為兩路輸出反激變換器的等效電路，圖中參數均已折算到原邊。在該控制策略中，第一路輸出功率較大，電壓受原邊占空比控制，其副邊開關管按傳統同步整流模式工作；第二路輸出功率較小，電壓受其同步整流管開通時間控制。

圖3 兩路輸出反激變換器的等效電路Fig.3 Equivalent circuit for two output flyback converters

因為第一路輸出按理想的同步整流工作，其副邊開關可以認為是一個導通壓降為0的理想二極管。而第二路輸出在同步整流和二極管整流兩個狀態切換，在同步整流工作時認為S1閉合，電流從理想二極管D2-on通過；在開關管關閉，認為S1關斷，電流流過開關管體二極管D2-off。

2.1.1 電路工作狀態分析

使用該策略后，電路工作狀態與僅使用二極管整流或完全同步整流的多路反激式開關電源有所區別，為分析輸出電壓與兩種工作模式持續時間的數值關系，需先對電路工作狀態進行分析。

由于電流非連續工作模式(DCM)的反激變換器變壓器利用率高、體積小[13]，下面的分析和設計均按DCM的情況討論。

首先，對幾個關鍵時間點定義：t0為原邊開關管Q1導通時刻，t1為Q1關斷時刻，t2為原邊漏感電流Ip降至0的時刻，t3為S1關斷時刻，t4為第二路漏感電流Is2降至0時刻，t5為第一路漏感電流Is1降至0時刻。圖4為整個工作周期關鍵電路狀態波形。

圖4 變換器工作狀態示意圖Fig.4 Schematic diagram of working state of converter

t0～t1時段，電流Im線性上升，副邊二極管全部截止Is1與Is2為0，關鍵狀態表達式為：

(2)

(3)

t1～t2時段，原邊電流線性下降，副邊電流線性上升，由于該階段參數在輸出功率一定的情況下，工況基本相同，這里僅用Is1-t2、Is2-t2和Im-t2表示此階段結束時兩個輸出支路電流和勵磁電流。

t2～t3時段，此時兩個輸出支路均為同步整流工況，關鍵狀態表達式為：

(4)

(5)

(6)

(7)

t3～t4時段，此時第一路為同步整流，第二路為二極管整流，關鍵狀態表達式為：

(8)

(9)

(10)

(11)

t4～t5時段，此時第一路為同步整流，第二路電感電流已降為0，關鍵狀態表達式為：

(12)

(13)

(14)

2.1.2 控制量與被控量關系分析

假設第一路輸出電壓已經通過控制原邊占空比D1穩定在Vo1，第二路輸出平均電流為其電流波形面積除以開關周期。在圖4中，其電流波形由兩部分組成：一部分與原邊占空比D1相關，在輸出功率一定時其面積固定為S；另一部分則與第二路輸出同步管關斷時間相關，為圖中的陰影部分，這里的關斷時間即是所提出的控制策略的控制量。

對第二路輸出平均電流進行分析，其平均電流為：

(15)

式(15)中，D2為第二路同步整流占空比，Ks2-23和Ks2-34分別為t2～t3、t3～t4時段內第二路電流斜率，使用式(4)、式(7)、式(8)、式(11)可以得到Ks2-23和Ks2-34。在阻性負載下，存在以下關系：

(16)

將Ks2-23和Ks2-34及式(16)帶入式(15)，可以得到以下方程：

(17)

觀察以上方程，其中變量為Vo2和D2，若有Vo1>Vo2，則在D2增大時，Vo2應增大。證明過程：假設D2增大時Vo2減小，則等式左側前兩項增大，第三項為常數，故等式左側增大，等式右側減小，等式不成立。因此假設不成立，Vo2是關于D2的單調增函數，可以通過調整D2控制第二路輸出電壓Vo2。

2.2 系統架構及其實現方法

2.2.1 系統架構

基于前文分析，本文提出了如圖5所示的多路閉環控制架構。其中同步整流控制的實現方法在第1.2節中已經介紹。

2.2.2 鋸齒波調制及驅動信號邏輯實現

本文提出的多路閉環控制策略可以通過PI控制和鋸齒波調制實現。圖6中展示了各開關管驅動信號調制和產生過程。

其中，用于控制第一路輸出電壓的Q1管驅動信號Vg_Q1，由其電壓反饋回路中PI調節器輸出Vcom1與鋸齒載波Vc比較得到。第一路輸出的同步整流管S1驅動信號Vg_S1，直接由同步整流電路控制。第二路輸出的同步整流管S2驅動信號Vg_S2，由兩個信號做“與”邏輯生成。第一個信號為同步整流電路輸出的控制信號，用于確定該管開通時刻。第二個信號為控制第二路輸出電壓反饋回路中PI調節器輸出Vcom2與鋸齒載波Vc比較得到，用于控制該管關斷時刻。

圖5 多路閉環控制架構示意圖Fig.5 Schematic of multiple closed-loop control architecture

圖6 開關管驅動信號調制過程Fig.6 Modulation process of driving signal

2.3 參數設計方法

使用上述控制架構的多路反激電源在硬件參數設計上需滿足Vo1>Vo2，即第一路輸出在原邊的感應電壓需要大于第二路輸出在原邊的感應電壓。理由如下，據2.2節的分析，在滿足上述條件時，Vo2是關于D2的單調增函數。若不滿足上述條件，則公式(17)等號左側第二項分子括號中的部分可能為負，不能滿足Vo2與D2的單調關系?；谏鲜鰲l件，本節將以設計實例介紹使用本文提出的多路閉環控制策略的多路閉環反激變換器的參數設計方法。

2.3.1 設計指標

表1中列寫了所設計的兩路輸出反激電源的部分設計指標。

表1 部分設計指標Tab.1 Partial design metrics

2.3.2 電路參數設計

首先確定開關管選型，這里選用德州儀器公司(TI)的CSD17581Q3A，其最大漏源電壓30 V，導通電阻3.2 mΩ，反并聯二極管壓降VSD為0.8 V。按最大漏源電壓的70%設計，得到感應電壓

VOR=0.7Vds-m-Vin=21-12=9 V，

(18)

之后，計算輸入電流平均值

(19)

計算最大占空比

(20)

按臨界導通模式(CRM)計算峰值電流

(21)

下面進行變壓器設計，首先，計算變壓器原邊勵磁電感

(22)

按文獻[15]中的方法估算磁芯大小，最大磁密Bm按0.3 T估算，選擇EE19規格的磁芯作為變壓器磁芯，其有效截面積Ae為22.3 mm2。

計算原邊匝數

(23)

在設計兩個副邊繞組匝數時，第一副邊匝數向下取整，第二副邊匝數向上取整，以保證滿足條件Vo1>Vo2，

(24)

(25)

最后，估算S2在完全同步整流和完全二極管整流時的第二路輸出電壓，以驗算第二路輸出電壓是否可以達到指標值，

(26)

(27)

以上結果滿足V2-min

3 仿真結果

3.1 控制策略仿真

對于指標為表1中參數的兩路反激電源，按上述控制策略和參數設計的結果進行仿真，仿真中主要電路參數列在表2中。

按表中電路參數仿真，圖7展示了兩路輸出的穩態輸出電壓波形。圖8展示了變壓器3個繞組的電流波形和3個MOSFET的驅動波形。

表2 仿真中主要電路參數Tab.2 Main circuit parameters in simulation

對仿真得到的電壓波形進行平均值計算，得到第一路輸出電壓均值為5.02 V，第二路輸出電壓為3.29 V。兩路輸出電壓誤差均在0.5%以內。驅動信號與變壓器電流波形與在第二章中的分析結果一致。

圖7 穩態輸出電壓仿真結果Fig.7 Steady-state output voltage simulation results

圖8 變壓器電流和驅動信號仿真結果Fig.8 Simulation results of transformer current and driving signals

3.2 與其他策略對比

使用同樣的電路參數(針對是否使用同步整流，變壓器匝數有微調)，用不同控制策略與本文中提出的控制策略進行仿真對比，結果如表3所示。

表3 不同控制策略對比Tab.3 Comparison of different control strategies

本文提出的多路閉環控制策略的效率僅較效率最高的加權電壓反饋(同步整流)低約3%。但輸出電壓精度大幅提升。

4 結論

本文提出一種基于同步整流的反激變換器多路閉環控制策略。該策略控制同步整流管關斷時間，實現了多路輸出電壓閉環控制。通過變換器等效電路模型的分析和推導，證明了該策略的理論可行性，并給出該策略的控制架構、實現方法和參數設計方法，同時對5 V/12 W，3.3 V/5 W兩路輸出反激電源進行了參數設計。仿真結果表明，該策略可以實現反激變換器兩路輸出電壓誤差均在0.5%以內，額定工況效率超過80%。仿真得到的電路工作波形與本文理論分析一致，證明了該策略理論的正確性、實現方法和參數設計的可行性。

使用該控制策略的多路反激變換器，相比其他控制策略在彈載遙測系統中具有如下優勢：多路輸出電壓精度高，為模數、數模轉換芯片提供高精度的供電；使用同步整流技術提高電源效率，可以延長使用電池供電的彈載遙測系統工作時間。故該控制策略在彈載遙測系統等需要高精度、高效率的電子系統中有較好的應用前景。