X波段氮化鎵高效率功率放大器MMIC

李文龍，陶洪琪，余旭明

（南京電子器件研究所 微波毫米波單片集成和模塊電路重點實驗室，江蘇 南京 210016）

0 引 言

微波系統中，末級功率放大器的性能對發射通道的特性起決定性作用。氮化鎵作為第三代半導體材料，具有更高的效率、更高的熱導率、更高的功率密度和更大的禁帶寬度等優點，在無線微波通信等民用、軍用領域有著廣闊的應用前景[1-4]。

提高功放芯片附加效率，可以使芯片的耗散功率減小，同時也降低了芯片溫升，最終能有效提高芯片的可靠性。基于此，研制高效率GaN功率單片微波集成電路（Monolithic Microwave Integrated Circuits，MMIC）對滿足新一代微波系統的需求有重要意義[5-7]。

本文基于0.25 μm柵長的GaN HEMT工藝，使用損耗較低的電抗匹配結構，采用三級放大電路拓撲，保證電路增益同時拓展了帶寬。

1 電路設計

0.25 μm柵長的GaN HEMT工藝管芯具有一定的功率密度，綜合考慮末級匹配損耗和所需輸出功率的大小確定末級管芯的總柵寬，放大器的級數由所需增益確定。前級推動大小對放大器整體效率起到至關重要的作用。末級總柵寬確定的前提下，輸出功率存在上限，前級推動偏小輸出功率不足，前級推動偏大，總電流偏大，兩者都會降低效率。圖1所示為400 μm GaN HEMT管芯在10 GHz頻率下LoadPull仿真測試數據。前級管芯柵寬需要根據增益和功率密度合理選擇。如圖2所示，本文中末級管芯柵寬為3.6 mm，第二級管芯柵寬為0.6 mm，第一級管芯柵寬為0.3 mm。

圖1 400 μm GaN HEMT管芯loadpull仿真測試

圖2 管芯柵寬大小

本放大器采用微帶線的結構進行設計，由于頻率較高，微帶線距離不易過近，過近產生串擾的同時，所傳輸的信號也有一定程度的衰減[8]。漏偏置微帶線不僅參與匹配承受射頻信號，還需要直流加電，需要著重考慮線寬的耐電流能力，線寬不易過窄。著重考慮柵偏置穩定性，采用有耗RC網絡。級間匹配網絡和末級匹配網絡均為電抗匹配，減小輸出匹配網絡的插入損耗，實現高增益。功率放大器的匹配網絡不僅是用來進行阻抗變換，同時它還制約著放大器的駐波比、功率增益、輸出功率以及功率附加效率等特性。

圖3所示為放大器的輸出匹配電路，C1、L1為漏偏置電容和漏偏置電感，和C2、C3、L2和L3共同組成末級輸出匹配電路，其中串聯電容C3在輸出端還起到隔直流防靜電的作用。輸出匹配網絡將FET管芯最佳效率匹配時的阻抗變換到50 Ω輸出，仿真得到如圖4所示的末級匹配電路損耗和如圖5所示的單管胞最佳功率匹配位置、最佳效率匹配位置及輸出匹配電路阻抗位置。輸出匹配電路在8～12 GHz頻帶內，匹配損耗不超過0.6 dB，并且兼顧最佳功率和最佳效率匹配，具有寬頻帶、低損耗的特點。

圖3 末級輸出匹配電路拓撲

圖4 末級輸出匹配電路仿真損耗

圖5 最佳效率匹配、最佳功率匹配及輸出匹配阻抗位置

減小匹配電路損耗是提高效率的重要方法，但存在一定的局限。在末級輸入端引入二次諧波控制技術，可以使芯片效率在基波匹配的基礎上獲得較大提升。如圖6所示，漏極電壓電流在時域上的波形交疊區域越少，芯片直流功耗越小，相應的效率就越高。末前級引入的二次諧波阻抗匹配LC支節，如圖7所示。

圖6 漏極電壓電流的時域仿真波形

圖7 二次諧波匹配示意圖

2 測試結果

本文設計的芯片傳輸方向長度為2.8 mm，垂直傳輸方向的寬度為2.4 mm。根據芯片尺寸設計了X波段測試夾具，HFSS仿真夾具模型無諧振頻點。實物及測試夾具照片如圖8所示。信號測試結果如圖9所示。測試結果表明，該放大器在8～12 GHz頻段內，小信號增益＞30 dB，脈沖飽和輸出功率達到22 W，全頻段附加效率＞51%，9.5 GHz最高效率達到57%。連續波飽和輸出功率大于20 W，全頻段附加效率＞46%。與其他相關產品的比較如表1所示，具有較高的效率。

表1 主要性能比較

圖8 芯片實物及測試夾具

圖9 信號測試結果

3 結 論

本文基于0.25 μm GaN HEMT工藝設計了一款8～12 GHz 20W功率放大器芯片，設計了一種寬帶低損耗輸出匹配電路，并將電容分為兩個電容串聯的形式，明顯降低了電容上下極板的電場強度。測試結果表明，8～12 GHz頻帶內，10%占空比條件下，測得功率達到20 W，效率≥51%，最高效率達到57%。連續波測試功率典型值為20 W，附加效率＞46%，最高附加效率達到53%，熱阻典型值2.5 ℃/W，附加效率指標高，為芯片自主可控提供重要保障。