帶耦合電感的五電平混合逆變器

曲冰潔，陳芳，劉佳，李研博

(鄂爾多斯職業(yè)學(xué)院機(jī)動(dòng)工程系,內(nèi)蒙古 鄂爾多斯 017004)

近年來,多電平逆變器由于其低諧波失真、低dv/dt和良好的動(dòng)態(tài)性能而成為研究的焦點(diǎn)[1]。為此,諸多學(xué)者提出多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),如中性點(diǎn)鉗位(Neutral Point Clamped,NPC)[2]、飛跨電容(Flying Capacitor,FC)[3]、級(jí)聯(lián)H 橋(Cascade H-Bridge,CHB)[4]、模塊化多電平變換器(Modular Multilevel Converter,MMC)[5]和混合多電平變換器(Hybrid Multilevel Converter,HMC)[6]。為了產(chǎn)生階梯形輸出電壓,這些逆變器大都采用電容型電壓源、半導(dǎo)體器件和雙向傳導(dǎo)正向阻斷開關(guān)[7]。

文獻(xiàn)[8]提出一種基于開關(guān)電容的7 電平逆變器,采用單直流輸入源,并在一定程度上提升了電壓增益,但該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的升壓能力有限。文獻(xiàn)[9]提出的多電平逆變器僅需2 個(gè)電容便可實(shí)現(xiàn)4 倍的電壓增益,并輸出較多的電平數(shù)。文獻(xiàn)[10]提出的開關(guān)電容多電平逆變器使用擴(kuò)展方式增加輸出電平數(shù)。但是該類拓?fù)湫枰狧 橋來改變輸出電壓極性,逆變器中開關(guān)管承受的最大電壓應(yīng)力會(huì)隨著輸出電壓增益的增大而增大,使得實(shí)際應(yīng)用受限。此外,文獻(xiàn)[11]介紹了一種拓?fù)?其在兩電平支路或三電平NPC 型支路的上下開關(guān)之間使用耦合電感銜接,如圖1 所示。該結(jié)構(gòu)提高了有效的PWM 頻率、減少了受控開關(guān)的數(shù)量并且消除了死區(qū)時(shí)間,從而改善輸出電壓質(zhì)量。但是過多的開關(guān)器件,導(dǎo)致控制策略過于復(fù)雜,很難量產(chǎn)。

圖1 文獻(xiàn)[11]中耦合電感五電平逆變器

在上述研究的基礎(chǔ)上。本文將介紹帶有耦合電感的混合五電平逆變器。該逆變器拓?fù)渚邆湟韵绿攸c(diǎn):(1)無需H 橋結(jié)構(gòu)就可使輸出電壓極性改變,實(shí)現(xiàn)多電平輸出；(2)開關(guān)器件承受的最大電壓應(yīng)力較低,具有在高功率場合應(yīng)用的潛力；(3)該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)易于擴(kuò)展,可輕易實(shí)現(xiàn)更多電平的輸出。最后,實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性。

1 簡化模型和運(yùn)行模態(tài)

1.1 混合中性點(diǎn)鉗位逆變器

簡化混合中性點(diǎn)鉗位(Reduced Hybrid Neutral Point Clamped,RHNPC)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2(a)所示。它由三個(gè)受控單向?qū)ㄩ_關(guān)(S11、S12和S21)、三個(gè)二極管(D11、D12和D21)、兩個(gè)磁耦合電感(L1和L2)和兩個(gè)隔離的直流電壓源(VDC1和VDC2)組成。由于耦合電感的電流是單向的,因此只需一個(gè)二極管(D11)即可在支路中實(shí)現(xiàn)“0”電平。綜上所述,D12、S21和D21支持的最大阻斷電壓為2VDC,其他器件支持的最大阻斷電壓為VDC。開關(guān)狀態(tài)以及所對(duì)應(yīng)的極點(diǎn)和輸出電壓如表1 所示。

圖2 本文所提的五電平拓?fù)?/p>

表1 RHNPC 逆變器的開關(guān)狀態(tài)

1.2 混合飛跨電容逆變器

本文所提混合逆變器采用三級(jí)飛跨電容,即簡化混合飛跨電容Reduced Hybrid Flyspan Capacitor,RHFC)逆變器(如圖2(b)所示。相較于傳統(tǒng)逆變器,所設(shè)計(jì)的RHFC 逆變器僅需D11和D12來保證飛跨電容的充放電和五電平電壓輸出,相應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)如表2所示。此外,對(duì)于兩種所提的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),半導(dǎo)體器件的阻斷電壓如表3 所示。

表2 RHFC 逆變器的開關(guān)狀態(tài)

表3 所提拓?fù)涞淖畲笞钄嚯妷?/p>

1.3 耦合電感和電平分析

根據(jù)圖2 分析可知,逆變器的支路輸出電壓v1和v2為:

式中:q11、q12和q21是二進(jìn)制變量,設(shè)為0 或1,分別對(duì)應(yīng)于S11、S12和S21的斷開或?qū)顟B(tài)。從文獻(xiàn)[12]中可知,每個(gè)支路電壓可以被分為共模分量和差模分量的加或減,如式(3)和式(4)所示:

因此,根據(jù)圖3 所示的等效電路,電壓和電流關(guān)系可以用共模和差模分量表示為:

圖3 所提拓?fù)涞牡刃щ娐?/p>

聯(lián)立式(5)和式(6),解耦模型可由下式計(jì)算:

式中:Rw是繞組電阻,Lk＝(1-k)L為漏電感,Lm＝kL是磁化電感,k∈[0,1]是耦合系數(shù)。

根據(jù)式(7)和式(8)可知,(1)耦合電感的設(shè)計(jì)影響逆變器性能；(2)耦合電感必須有較高的耦合系數(shù)才能獲得良好的性能。

2 調(diào)制策略和耦合電感的設(shè)計(jì)

基于文獻(xiàn)[13]調(diào)制策略的思路,本文將逆變器工作狀態(tài)劃分為兩個(gè)階段。詳言之,由于電壓輸出的極性取決于S21的狀態(tài),所以圖2 中的支路2(v2)應(yīng)使用低頻(電網(wǎng)頻率)信號(hào)進(jìn)行調(diào)制。然而,v12對(duì)于任何開關(guān)狀態(tài)都不為0[13],這將導(dǎo)致磁芯飽和和電感繞組電流不平衡。對(duì)此,所提調(diào)制策略可保證在切換期間v12的平均值近似為零。

此外,為滿足逆變器另一個(gè)條件即確保二極管的連續(xù)導(dǎo)通[7],差模直流分量(mo)添加至參考電壓,如下所示:

由于式中mo不會(huì)影響輸出電壓,因此共模電壓不受此變量影響。

2.1 傳統(tǒng)調(diào)制方法

對(duì)于RHNPC 逆變器,S11和S12選用兩個(gè)相同電平的移位載波控制。S21由180°相移載波控制,如圖4(a)所示。

圖4 傳統(tǒng)調(diào)制

對(duì)于RHFC 逆變器,相移載波PWM 可實(shí)現(xiàn)電壓自平衡,所以它為最合適的選擇[14-15]。然而,非對(duì)稱支路不允許直接使用該調(diào)制方式。因此,支路1 使用180°相移載波調(diào)制,支路2 使用單個(gè)載波調(diào)制,在每個(gè)開關(guān)周期后,其相位在90°和270°之間變化(強(qiáng)制充電和放電時(shí)間相同),如圖4(b)所示。

2.2 空間矢量調(diào)制

表4 為空間矢量調(diào)制策略的計(jì)算結(jié)果,包括向量分配和時(shí)間。當(dāng)-1/3≤ma≤1/3 時(shí),傳統(tǒng)調(diào)制會(huì)在兩種拓?fù)涞妮敵鲭妷禾幃a(chǎn)生過0 的正負(fù)電平變化,這會(huì)導(dǎo)致THD 性能變差。所提出的空間矢量調(diào)制(SVM)通過正確選擇矢量來實(shí)現(xiàn)低調(diào)制指數(shù)的兩個(gè)連續(xù)電平之間的切換。

表4 空間矢量調(diào)制計(jì)算

此外,為確保二極管互補(bǔ)工作,本文所提出的調(diào)制策略強(qiáng)制在每個(gè)開關(guān)周期中切換支路2。因此,向量O2用于正半周期,向量O1用于負(fù)半周期。兩個(gè)逆變器的開關(guān)順序如圖5 所示。與傳統(tǒng)調(diào)制不同,飛跨電容電壓不是自然調(diào)節(jié),因此需要一個(gè)滯環(huán)電壓控制器來選擇合適的矢量P1或N1。

圖5 空間矢量調(diào)制下的開關(guān)切換

2.3 電流紋波分析和耦合電感設(shè)計(jì)

通過對(duì)共模和差模電流紋波的分析,可以確定耦合電感的需求。當(dāng)vdm等于2VDC時(shí),共模電流的峰-峰值最大為:

式中:fs是開關(guān)頻率。

同理,當(dāng)vcm等于VDC時(shí),差模電流的峰峰值紋波到達(dá)最大為:

根據(jù)式(13)和式(14)分析,本文選取開關(guān)頻率為9.6 kHz 以降低差模電流。

此外,根據(jù)文獻(xiàn)[8]可知,環(huán)形磁芯和外部支路中帶有繞組的EE 形磁芯適用于此類應(yīng)用。因?yàn)榄h(huán)形磁芯的漏磁通很低,磁芯流量取決于共模電流,而輸出電流不會(huì)增加大量的磁通。同時(shí),鐵芯磁通量可由下式獲得:

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證所提逆變器的正確性,本文搭建了90 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī),實(shí)驗(yàn)設(shè)備采用SKM50GB12T4 IGBT 和SKKD60F17 二極管,控制芯片DSPTMS320F28335。此外,表5 匯總用于仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果的參數(shù)。

表5 實(shí)驗(yàn)參數(shù)

圖6 在相同的開關(guān)頻率(9.6 kHz)下,所提出拓?fù)渑c現(xiàn)有拓?fù)淇偟闹C波含量對(duì)比。可以看出,所提拓?fù)渚哂懈训闹C波抑制性能。圖7 為使用傳統(tǒng)調(diào)制RHNPC 逆變器的仿真結(jié)果；圖8 為使用傳統(tǒng)調(diào)制的RHFC 逆變器的仿真結(jié)果。可以看出,對(duì)于這兩種拓?fù)?電壓v1表現(xiàn)出相同的模式,并在降低電壓波動(dòng)的同時(shí)完成了飛跨電容的電壓調(diào)節(jié)。

圖6 性能比較

圖7 傳統(tǒng)調(diào)制的RHNPC 逆變器仿真結(jié)果

圖8 傳統(tǒng)調(diào)制的RHFC 逆變器仿真結(jié)果

圖9 和圖10 分別示了采用SVM 的RHNPC 逆變器和RHFC 逆變器的仿真結(jié)果。可以看出,輸出電壓在[＋VDC/2,0]和[0,-VDC/2]之間切換,其中電壓v1在三個(gè)電平之間的轉(zhuǎn)換。

圖9 基于SVM 的RHNPC 逆變器仿真結(jié)果

圖10 基于SVM 的RHFC 逆變器仿真結(jié)果

圖11 中給出了一個(gè)周期的切換模式。可以看到,SVM 的S11和S12同時(shí)切換在接近零的區(qū)域,這在傳統(tǒng)策略不會(huì)出現(xiàn)。因此,本文所提拓?fù)浔苊饬溯敵鲭妷禾?VDC/2、0 和VDC/2 之間的轉(zhuǎn)換,如圖12 所示。輸出電流不受調(diào)制策略的影響。

圖11 實(shí)驗(yàn)的開關(guān)模式

圖12 RHNPC 逆變器的主要波形

4 結(jié)論

本文介紹了兩種使用帶有分裂式繞組的耦合電感的五電平混合逆變器,它們提高了高電平數(shù)/半導(dǎo)體器件數(shù)量的比率。同時(shí)本文還提出了兩種PWM調(diào)制策略,這兩種調(diào)制策略使逆變器的THD 和損耗更低,然而兩電平支路開關(guān)器件上的阻斷電壓也限制了輸送到負(fù)載的功率。由于這兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有低總損耗、THD 和合適的尺寸,因此它們主要應(yīng)用在中低功率器件和高速感應(yīng)電機(jī)中。最后,通過仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所提出拓?fù)涞挠行浴?/p>