一種低壓大功率水聲發(fā)射機的設計與實現(xiàn)

黎 曙 朱大非 丁 盛 唐 波 張松華

（1.中國船舶集團有限公司第七〇五研究所 昆明 650000）（2.海軍工程大學 武漢 430000）

1 引言

水聲信號發(fā)射機在主動聲納設備及水聲通信設備中發(fā)揮著重要的作用。傳統(tǒng)A類、B類、AB類發(fā)射機效率低、體積、重量與發(fā)射功率的矛盾較為突出。D類發(fā)射機的工作效率較A類、B類、AB類發(fā)射機高[1]，但D類發(fā)射機需要體積龐大的LC濾波器。由于濾波器在通帶內(nèi)的非線性特性導致濾波器對水聲信號的衰減進一步降低了發(fā)射機系統(tǒng)的效率。

基于上述不足，傳統(tǒng)發(fā)射機限制了水聲定位、水聲探測設備等聲納系統(tǒng)性能的進一步提高，尤其是水聲浮標、便攜式水聲導航通信設備和便攜式水聲通信設備等使用電池供電的現(xiàn)代水聲設備[2]。因此本文提出一種低壓高效大功率小型寬帶水聲信號發(fā)射機的方案，在保證D類發(fā)射機高效率的同時，無需LC濾波器，大大的縮小發(fā)射機體積。在直流24V較小供電電壓的情況下，保證較大的功率輸出。發(fā)射機工程樣機達到130W平均輸出功率的和192dB的聲源級，較小的體積，90%的效率以及較寬的帶寬，具有較高的可靠性[3]。

2 系統(tǒng)方案

本發(fā)射機由隔離電源模塊、調(diào)制模塊、電平轉(zhuǎn)換模塊、高速數(shù)字隔離模塊、驅(qū)動模塊、全橋開關(guān)功率模塊、換能器寬帶匹配模塊等組成[4]。系統(tǒng)方案如圖1所示。隔離電源模塊用于輸出兩組+12V、兩組+5V共四組地線相互隔離的電源，為其它功能模塊供電，地線相互隔離這樣可以使發(fā)射機的強弱電部分之間沒有電的聯(lián)系，防止全橋開關(guān)功率模塊開關(guān)動作引起電源和地電位的波動和毛刺耦合到前面的弱信號電路，提高寬帶發(fā)射機的可靠性。5kHz～30kHz的水聲信號經(jīng)過調(diào)制模塊后輸出PWM信號、PWM信號進行電平轉(zhuǎn)換并隔離后送入驅(qū)動模塊產(chǎn)生驅(qū)動信號驅(qū)動，驅(qū)動全橋開關(guān)功率模塊功率場效應管開關(guān)工作；全橋開關(guān)功率模塊輸出的高頻脈沖信號通過升壓變器升壓，經(jīng)換能器寬帶匹配網(wǎng)絡送入發(fā)射換能器進行電聲轉(zhuǎn)換。

圖1 系統(tǒng)方案圖

2.1 PWM調(diào)制模塊

PWM調(diào)制模塊的性能直接關(guān)系到發(fā)射機的頻率響應、失真度等重要參數(shù)。傳統(tǒng)的PWM調(diào)制方式，不管是自然采樣，還是均勻采樣，單邊調(diào)制和雙邊調(diào)制等等，PWM調(diào)制輸出為相位差為180o的高低電平信號，因此全橋開關(guān)功率模塊差分輸出信號在+VDD到-VDD之間翻轉(zhuǎn)。因此，差動電壓擺幅為2*VDD。即使輸入信號為零，輸出占空比為50%的情況下，在負載上產(chǎn)生較大紋波電流，盡管整個負載的平均電流為0，但負載還是會承受不斷變換極性的全部電源電壓，導致負載損耗大。因此，需要一個LC輸出濾波電路來濾除紋波電流。

為了去掉傳統(tǒng)D類發(fā)射機輸出LC濾波電路、減小發(fā)射機的體積、提高發(fā)射機的效率，本方案中現(xiàn)對傳統(tǒng)PWM調(diào)制方式進行改進，采用一種改進型PWM調(diào)制方式，其原理框圖如圖2所示。Vin1輸入 5kHz～30kHz的水聲信號，Vin2 輸入 5kHz～30kHz的水聲信號的反相信號，Vout1和Vout2通過電平轉(zhuǎn)換和數(shù)字隔離后分別控制全橋開關(guān)功率模塊的左右橋臂。Ramp Generator為高頻載波三角波產(chǎn)生器[5]，輸出的高頻三角波對 5kHz～30kHz的水聲信號進行雙邊采樣。在輸入水聲信號頻率為20kHz時，調(diào)制模塊的Matlab仿真波形圖如圖3所示，在輸入信號的正半周，Vout2的占空比大于50%而Vout1占空比小于50%，而在輸入信號的負半周，Vout1的占空比大于50%而Vout2占空比小于50%，這樣在全橋開關(guān)功率模塊的左右橋臂中點差分輸出端電壓在大部分系統(tǒng)空閑時間內(nèi)為零，大大降低了整體功耗。由上述分析可知，調(diào)制模塊在無輸入信號時，Vout1和Vout2輸出占空比為50%，相位相同的方波，左右橋臂中點差分輸出電壓為零。因此能夠?qū)崿F(xiàn)D類發(fā)射機的無濾波器設計，從圖4中可以看出，左右橋臂中點差分輸出信號的頻率是三角波載波信號頻率的兩倍，因此相當用二倍三角波載波頻率對5kHz～30kHz的水聲信號進行采樣，發(fā)射機輸出THD更小。相比傳統(tǒng)PWM調(diào)制方式，在同樣的開關(guān)頻率的情況下，此種改進型PWM調(diào)制方式可使功率管開關(guān)頻率減半，減小開關(guān)損耗，降低開關(guān)應力，提高發(fā)射機的效率和可靠性。相比傳統(tǒng)PWM調(diào)制方式，改進型PWM調(diào)制方式雜散頻譜更小。分別如圖4、圖5所示。

圖2 改進型PWM調(diào)制原理圖

圖3 改進型PWM調(diào)制波形圖

圖4 傳統(tǒng)型PWM調(diào)制頻譜圖

圖5 改進型PWM調(diào)制頻譜圖

為實現(xiàn)對5kHz～30kHz的水聲信號進行調(diào)制，根據(jù)采樣定理，采樣頻率至少應大于被采樣頻率的兩倍以上，工程上，采樣頻率通常是被采樣信號最高頻率的6倍～10倍[6]。在本方案中，采樣頻率選為400kHz，三角載波的頻率為200kHz，完全可以滿足對輸出失真度的要求，在本方案中，選用TI公司的TPA3007D1為核心組成PWM調(diào)制模塊。

2.2 電平轉(zhuǎn)換模塊及高速數(shù)字隔離模塊

電平轉(zhuǎn)換模塊用于將調(diào)制模塊的輸出PWM脈沖信號轉(zhuǎn)換為高速數(shù)字隔離模塊要求的電平的信號，高速數(shù)字隔離模塊用于將電平轉(zhuǎn)換模塊的輸出信號與驅(qū)動模塊的輸入完全隔離，使功率級的地線與弱信號地線完全隔離，提高發(fā)射機可靠性。為了發(fā)射機輸出失真較小，要求調(diào)制模塊輸出的兩路頻率為200kHz的高頻脈沖信號經(jīng)過電平轉(zhuǎn)換模塊及高速數(shù)字隔離模塊的信號變換后[6]，信號的延遲較小。在本方案中，采用C9011的組成的電平轉(zhuǎn)換電路，安捷倫公司高速數(shù)字隔離芯片HCPL0930組成高速數(shù)字隔離電路。

2.3 驅(qū)動模塊及全橋開關(guān)功率模塊

全橋功率開關(guān)模塊是發(fā)射機中的一個非常關(guān)鍵的部分，直接關(guān)系到發(fā)射機的安全可靠運行。其多個參數(shù)都需要慎重考慮，為使發(fā)射機在5kHz～30kHz寬頻帶范圍內(nèi)，就需選用性能良好的功率MOSFET，由于發(fā)射機的供電電壓只有+24V，為使發(fā)射機效率較高，功率MOSFET的壓降要很小，即其導通電阻Ron要小。同時由于開關(guān)頻率為200kHz，MOSFET的開關(guān)速度較快，為使MOSFET的開關(guān)損耗較小[7]，功率MOSFET的柵極電容CG也應較小。在方案中由于采用的是改進型PWM調(diào)制方式，在全橋開關(guān)功率模塊的死區(qū)時間內(nèi)，由于功率MOSFET的極間電容的存在，存在著橋臂中點輸出脈沖與功率MOSFET輸入控制信號脈沖延遲和超前現(xiàn)象[8]，發(fā)射機輸出的 5kHz～30kHz功率信號失真的現(xiàn)象，為使失真盡可能較小，應選擇極間電容較小的功率MOSFET。此外要考慮功率MOSFET的最大漏極電流ID和漏源極電壓VDS。根據(jù)本方案的技術(shù)指標，發(fā)射機輸出功率為100W以上，考慮電路實際運行中，會有功率器件熱損耗及輸出變壓器的工作效率，在設計時按150W來計算，按為發(fā)射機供電電壓VCC為+24V，功率MOSFET上的管壓降為2V，則流過每只功率MOSFET上的最大電流為

由于電路采用的全橋拓撲結(jié)構(gòu)，在每個周期，全橋開關(guān)功率模塊的兩個橋臂的功率MOSFET輪流導通半個周期，所以每只功率MOSFET的平均電流為3.4A。全橋開關(guān)功率模塊中每只已關(guān)斷功率MOSFET承受的電壓理論峰值應為直流母線電壓+24V，但在實際運行中，由于主電路存在著分布電感參數(shù)，當橋臂上MOSFET關(guān)斷瞬間，流過MOSFET的電流急劇變化，該電流與分布電感作用形成極高的尖峰電壓，該尖峰電壓又與電源電壓正向串聯(lián)后作用于功率MOSFET，從而使功率MOSFET承受的電壓遠高于電源電壓的瞬時尖峰電壓[9]，該尖峰電壓UCESP為

在上式中1.265為安全系數(shù)，綜合以上因素，本方案選用國際整流器公司（IR）的IRFI421H-117P，其柵極電容為490PF，Ron最小值為58mΩ，最大漏源電壓VDS為100V，最大漏極電流ID為6.8A。

驅(qū)動模塊是控制電路與全橋開關(guān)功率模塊之間的一個重要環(huán)節(jié)。根據(jù)IRFI421H-117P柵源電壓VGS和漏極電流ID曲線，柵源電壓VGS和導通電阻Ron曲線，要使漏極電流達到3.4A以上，導通電阻Ron盡可能接近58mΩ，柵源電壓VGS應在10V～15V，在本方案中，驅(qū)動電壓選為12V。當水聲信號頻率為20kHz時，通過Matlab仿真可知，調(diào)制模塊的PWM信號的占空比在0.4%～99.6%間變化，因此最短高電平時間和最短低電平的時間為200ns，所以功率MOSFET的開關(guān)時間總和應小于200ns，為使發(fā)射機的輸出失真較小，本方案使功率MOSFET的開通時間和關(guān)斷時間小于十分之一開關(guān)時間總和，即使功率MOSFET的開通時間tR、關(guān)斷時間tF小于20ns，因此要求驅(qū)動模塊的最小能提供的輸出電流Isource和吸入電流Isink分別：

驅(qū)動模塊設計中死區(qū)時間是D類發(fā)射機一個主要的失真源，死區(qū)時間越長，非線性失真越大，產(chǎn)生功率MOSFET直通的可能就越小。但在本方案中，由于最短高電平時間和最短低電平的時間為200ns，因此死區(qū)時間不能大于200ns，否則，調(diào)制模塊輸出的脈沖寬度小于200ns的PWM信號經(jīng)過電平轉(zhuǎn)換和數(shù)字隔離作用全橋開關(guān)功率模塊后，全橋開關(guān)功率模塊的橋臂中點無輸出，導致發(fā)射機的輸出信號產(chǎn)生嚴重的失真。死區(qū)時間越小，非線性失真越小，但死區(qū)時間不能小于功率MOSFET的關(guān)斷時間tF[10]，否則產(chǎn)生功率MOSFET直通，損壞發(fā)射機。因此，驅(qū)動模塊的設計中死區(qū)時間上需要一個折衷，在本設計中，死區(qū)時間選擇為40ns左右。從發(fā)射機性能參數(shù)以及電路的復雜度、穩(wěn)定性、安全性方面考慮，本方案最終選用SILICON LABS公司的驅(qū)動芯片si8234組成的驅(qū)動電路，該驅(qū)動芯片的能提供的輸出電流Isource為2A，吸入電流Isink為4A，驅(qū)動電壓范圍為6.5V～24V，同時該驅(qū)動芯片的死區(qū)時間可從0到us級可調(diào)，完全可以滿足本設計的應用需要。

2.4 升壓變壓器及換能器寬帶匹配模塊

升壓變壓器是將全橋開關(guān)功率模塊輸出48V峰峰值開關(guān)電壓升壓為1200V左右的換能器驅(qū)動電壓。升壓器的設計在本系統(tǒng)的設計過程中十分關(guān)鍵，在保證足夠的開關(guān)速度和功率容量的同時，又要做到低功耗和小體積，根據(jù)磁芯的功率處理能力與面積Ap的關(guān)系式可確定磁芯尺寸，在本系統(tǒng)中變壓器的面積Ap為[11]

式中：AC為有效載面積；A0為窗口面積；pT為變壓器的視在功率（W）；fr為工作頻率（Hz）；B為磁芯的感應強度（T）；j為導線電流密度（A/mm2）；kc為銅線在鐵心窗口的占空系數(shù)；k0鐵心占空系數(shù)，鐵氧體取1；考慮到升壓器的工作效率，在本設計中，取變壓器的輸出功率為200W，其視在功率Pt為400W。

通過查詢變壓器設計手冊，最終采用日本TDK公司材質(zhì)為PC44磁芯型號為PC-44229的磁罐，其特點是具有較高的功率容量，較小的體積。利用法拉第定律計算一次繞組的匝數(shù)NP：

二次繞組的匝數(shù)NS：

在實際繞制升壓變壓器時，由于受到繞制工藝的影響，實際升壓變壓器的匝數(shù)在上述匝數(shù)的基礎上做些細微調(diào)整。為減小趨膚效應的影響，增大升壓變壓器窗口利用系數(shù)，增大升壓變壓器的填充系數(shù)，一次繞組的導線選用能通過較大的電流絕緣帶包裹的銅編織帶[12]。

通常壓電式水聲換能器其等效電路特性呈容性，為了提高發(fā)射機工作效率，需對換能器做阻抗匹配，由于工程上一般很難得到該函數(shù)的數(shù)學表示形式，因此，一般是利用阻抗分析儀測量換能器的工作頻段阻抗或?qū)Ъ{[12]。根據(jù)阻抗（或?qū)Ъ{）函數(shù)計算外加電抗元件的參數(shù)，保證外加的電抗元件與負載的電抗成分相互抵消，調(diào)整等效阻抗的相角，使等效負載整體趨于純阻態(tài)，使反射波為零。通常換能匹配有兩種，一種是單頻點或窄帶匹配，其主要思想利用換能器外部串聯(lián)或并聯(lián)電感元件與換能器本身在單頻點或窄帶中心頻率處形成單諧振回路。另外一種是寬帶匹配[13]，其主要思想就是需要在電路中構(gòu)建兩個諧振頻率[7]，通過調(diào)節(jié)諧振頻率點的位置可將兩個或多個諧振峰拼成一個較寬的通帶，圖6為雙峰諧振匹配電路。

圖6 雙峰諧振匹配電路

回路中存在兩個諧振頻率f1和f2（f1＜f2），諧振頻率f1和f2之間就是換能器工作頻率，換能器的靜態(tài)電容C0與串聯(lián)電感L2組成串聯(lián)諧振回路，它諧振于f2，串聯(lián)電感L2的值為，在頻率f1處該串聯(lián)諧振回路呈容性，與L1組成并聯(lián)諧振回路，諧振于f1，并聯(lián)電感L1的值為[14]。由于在本系統(tǒng)使用的發(fā)射換能器的頻帶寬度是20kHz～30kHz，為使換能器在整個幅頻響應較為平坦，諧振頻率f1選為21kHz，諧振頻率f2選為29kHz，經(jīng)阻抗分析儀測量，本系統(tǒng)所用換能器的靜態(tài)電容為30.2nF，通過上述分析計算，串聯(lián)電感L2的值為0.997mH，并聯(lián)電感L1的值為0.903mH。雙峰匹配好后，經(jīng)阻抗分析儀測試，換能器匹配前的阻抗相角曲線如圖7中的實線所示，相角在30°～79.7°之間，換能器調(diào)諧匹配后的阻抗相角曲線實際測試值如圖8中的虛線所示，20kHz～30kHz頻率范圍內(nèi)相角在28°以內(nèi)，調(diào)諧匹配效果較好。

圖7 匹配前后的阻抗相角曲線

3 測試與評估

對發(fā)射機工程樣機進行測試，發(fā)射換能器帶寬為 20kHz～30kHz，測試信號脈寬 40ms，頻率間隔1kHz單頻正弦信號時，通過對換能器兩端的電壓取樣測量可得，在發(fā)射機輸入信號在20kHz～30kHz的范圍內(nèi)，換能器兩端的電壓基本一致，發(fā)射機平均輸出有功功率有130W左右，其頻帶特性較為平穩(wěn)，起伏較小，發(fā)射機輸入信號在20kHz、25kHz、30kHz時，換能器兩端電壓經(jīng)電阻分壓后的波形如圖8所示。

圖8 換能器兩端的電壓波形

由圖8可見，發(fā)射機的輸出波形較好，失真較小。發(fā)射過程中24V供電電流在5.7A左右，由于可見，發(fā)射機的效率達到94.8%，說明了匹配網(wǎng)絡的合理性及發(fā)射機的高效率。

4 結(jié)語

本文提出了一種高性能水聲信號發(fā)射機的方案，該方案利用改進型PWM調(diào)制方法，降低D類發(fā)射機的開關(guān)頻率，提高發(fā)射機性能，在超過90%的高效率和低壓供電情況下超過100W的功率輸出。通過在較低的開關(guān)頻率情況下提高了三角載波頻率，減小諧波分量，達到免濾波電路設計的目的，提高發(fā)射機可靠性的同時減小了發(fā)射機體積。解決了目前傳統(tǒng)水聲信號發(fā)射機開發(fā)過程中所面臨的效率低、體積大等問題，為高效率、小型化、便攜式水聲設備提供了一種新的方法。