基于脈寬調制原理的模擬信號長距離傳輸方案研究

杜卯春 何利 鄒強

湖南航天磁電有限責任公司，湖南長沙 410200

0 前言

模擬電壓信號（下文稱模擬信號）作為傳感器輸出形式中的一種，在業界較為常見。但模擬信號在遠距離傳輸時容易受到各種因素影響，例如電磁噪聲復雜、劣質線材阻抗不均勻、信號衰減過快等情況。在長距離傳輸場合時，干擾的存在大大降低了傳感器的信噪比，嚴重情況下真正有用信號將完全淹沒在噪聲干擾中，使得模擬信號的傳感器應用變得十分困難。為減小上述干擾的影響，傳輸線纜屏蔽層應保持完整且良好連接，測量端與采集端進行電氣隔離可進一步隔絕遠端噪聲的干擾。將模擬信號轉換為差動數字信號后再傳輸可大幅提升其抗干擾能力，也便于隔離傳輸。文獻[1]中提出的思路與本文類似，但其選擇方波的頻率作為模擬信號幅值的傳輸載體風險較大，受限于專用芯片頻率輸出的精度與穩定性，并未采用差動形式進一步提升抗干擾能力，并且文獻[1]中方案采用光纖作為傳輸媒介，需要專用的電-光轉換器，成本較高，不利于廣泛推廣。

1 系統方案工作原理

圖1為傳輸方案系統原理框圖，分別由用于發送的測量端與用于接收的采集端組成。電流傳感器輸出的模擬信號（0～5 V）經PWM發生器調制后生成一組方波信號（下文稱PWM信號），占空比與模擬信號幅值成比例關系。總線發送器部分將單路PWM信號轉換為正極性與負極性兩路互為反向的差動信號，以增強抗干擾能力，便于長距離傳輸。傳輸電纜使用兩芯雙絞電纜傳輸至采集端，接收端的總線接收器部分將差動信號轉換為差動單路PWM信號。最后經低通濾波器濾波處理后，可以重新還原為模擬電壓，供A/D采集。

本方案的優點在于以下幾個方面：

（1）模擬信號采用定頻脈寬調制原理進行轉換，在傳輸過程中占空比不易改變，且固定的基頻分量更容易被濾除；

（2）脈寬調制技術作為一種離散形式的傳輸形式，功耗更低[2]；

（3）PWM信號在傳輸過程中采用差動模式，可進一步提升信噪比，增強抗干擾能力；

（4）發送端的基頻與接收端的濾波器參數調整較為方便，可針對不同物理量的測量場合進行靈活調整；

（5）大功率場合下，可將測量端電路元件使用屏蔽罩遮蓋，可使用帶屏蔽網的雙絞電纜，提升傳輸穩定性[3]。

2 電路原理圖及參數計算分析

本方案由多個電路部分組成，其中發送端的PWM調制器與接收端的低通濾波器較為重要。圖2為包含PWM調制電路的信號發送端原理圖，圖3為包含低通濾波器電路的信號接收端原理圖。發送端內PWM信號單端轉差分、接收端內PWM信號差分轉單端工作由RS485總線收發器完成。

為節約元件數量，簡化設計，本文選用特定功能專用芯片完成PWM信號的調制工作。由于本方案對PWM信號的頻率穩定性、占空比誤差等要求較高，選用AD公司LTC6992-1作為PWM發生器。該芯片可輸出的占空比范圍為0%～100%，且只需要簡單的數個電阻即可完成配置，靈活性高。

2.1 PWM調制電路參數計算

圖2為該部分電路的設計，由于輸入模擬電壓范圍為0～5 V，而LTC6992輸入電壓范圍只有0～1 V，需預處理電路，將輸入的模擬電壓精確縮小至原幅值的0.2倍后可被識別。預處理電路有著精度高、偏執電壓低、噪聲低等要求，選用TI公司的OPA325高精度運算放大器搭建。圖2中，U3用于輸入信號的縮小，預處理電路的輸入輸出關系式為：

其中，Vo為U3輸出電壓大小；Analog_IN=Vin，其大小為需要長傳輸的模擬信號。

查詢LTC6992數據手冊可知，其頻率響應帶寬為輸出頻率的1/10。根據奈奎斯特理論，為滿足輸入模擬電壓達到20 kHz的采樣頻率且波形不失真，PWM頻率應設定為：

其中，fout為LTC6992設定的輸出PWM信號頻率；fs為ADC采集系統期望采樣頻率。

圖中R3用于LTC6992內部晶振主頻率的設定，R2、R4用于設定對主頻率進行分頻后再輸出。LTC6992的輸出頻率可由下式計算：

其中，NDIV為設定的分頻系數，其值等于1；R3=125 kΩ。

2.2 低通濾波電路參數計算

圖3為低通濾波器部分的電路設計，本方案使用LM6132這款運算放大器進行RC有源濾波器的搭建。由于發送端傳感器輸出的模擬信號頻率較低，一般情況下不超過10 kHz，而信號在傳輸過程中受到的干擾一般頻率較高，大部分超過100 kHz[4]，因此，本低通濾波器需要將截止頻率設置在20 kHz。該截止頻率可以有效地將傳輸過程中的干擾噪聲濾除，也能很好地保留被傳輸信號中的全部信息，便于信號的還原。

由于一階濾波器幅頻響應特性的過渡帶較寬，幅頻特性的最大斜率僅為-20 dB/十倍頻，二階濾波器通過增加一組RC環節，可加大衰減斜率至-40 dB/十倍頻。由圖3可知，該有源濾波器為2個二階低通濾波器串聯組成。本次的設計選擇了保持幅頻特性單調變化的前提下，通帶內特性最為平坦的巴特沃斯逼近結構[5]，其幅頻特性方程為：

其中，n為網絡階數；ωc為截止頻率；KP為濾波器增益。n階巴特沃斯低通濾波器的傳遞函數可由下式確定：

其中，θk=(2k-1)π/(2n)。

由上面2個公式可得巴特沃斯低通濾波器的幅頻特性及傳遞函數[6]為：

根據傳遞函數與巴特沃斯系數表查詢可得二階濾波器阻尼分別為α1=0.748與α2=1.848。再根據下式：

其中，R2與C1、R2與C2為構成濾波器兩階的電容電阻；ωc為濾波器期望截止頻率。

二式計算二階低通濾波器內電阻與電容的準確參數。參考本方案中各項指標，可令Kf=1，ωc=20 kHz，計算可得：

對 應 圖3中R8、R9、R10、R11、C3、C4、C5、C6。經 仿真可知，其幅頻響應曲線如圖4所示，由圖中曲線可知該設計符合要求。

3 原理仿真驗證

本傳輸系統方案的電路結構及參數計算確定之后，樣機制作之前，應采用計算機仿真手段對電路結構及參數進行仿真驗證。本文方案使用National Instruments公司的Multisim 14.0作為仿真環境，在其中搭建相關電路結構，分析驗證方案的可行性。

使用仿真環境中的自帶模型，搭建第2節中各部分電路設計。需要說明的是由于仿真軟件中無LTC6992-1元器件模型，作者使用軟件自帶模型構建該型號的等效模型，使該模型功能、參數與真實元器件接近，圖5為Multisim環境中搭建的信號傳輸方案模型。

圖5的仿真模型中，XFG2為用于模擬傳感器輸出的模擬信號，即被傳輸信號（“sensor”網絡標號，圖中藍色標識）；0～5 V范圍，20 kHz。HB1為LT9662的等效模型，輸入0～1 V的模擬電壓，對應輸出0%～100%占空比的PWM方波（“PWM”網絡標號，圖中紅色標識）；PWM方波經傳輸后通過U3的2個運放單元進行低通濾波處理，還原成模擬電壓信號（“signal”網絡標號，圖中綠色標識），啟動仿真后通過XSC1示波器觀察上述信號，結果如圖6所示。

由圖6可知，被測模擬信號（波形一）由調制PWM方波（波形二）傳輸，經低通濾波器還原后的模擬信號（波形三）與原信號保持一致，無畸變、相移，該傳輸方案正確可行。

4 樣機實驗結果

經過第3節的原理仿真，驗證方案的可行性后，應進行設計制作該方案的實驗樣機PCB。本文使用Altium Designer 19進行設計工作，PCB采用雙面板設計，PCBA實物圖如圖7所示。

PCBA左側為發送端，右側為接收端，使用兩芯電纜將兩端連接，長度為50 m。在發送端的“5V1”與接收端的“5V2”位置處供入5 V電源，“AI”位置處輸入被傳輸模擬信號（標準正弦信號100 Hz，0～5 V）。經過長度為40 m的線纜傳輸后，傳輸用PWM信號將被接收端獲取，經濾波處理后，得到被還原的模擬信號，從“AO”位置處輸出，驗證實驗平臺搭建如圖8所示。

將AI輸入（黃色）的正弦信號設定為5 Vp-p，頻率提升至20 kHz，此時測量示波器內兩波形的幅度，通道2（藍色）為AO波形，峰-峰值Vp-p約為3.6 V，相位差約為110°，符合圖4低通濾波器頻率響應。圖9為20 kHz下AI與AO測量結果。

將AI輸入更換為100Hz方波模擬階躍信號的輸入，通過對比測量AI與AO下降沿/上升沿的時間差，可知其傳輸延時為27.5 μs，該實測結果滿足設計預期。圖10為方波信號的AI與AO測量結果。

5 結束語

經過實驗驗證，本傳輸方案對于頻率在20 kHz內的連續模擬信號的傳輸效果較好，傳輸延時主要是由接收端的低通濾波器影響，可通過后期軟件算法的補償進行修正，對控制效果的影響較小。由于在傳輸過程中采用了標準RS485收發器對被傳輸PWM信號進行差分轉換，使得傳輸線路具備了耐受±16 kV的ESD防護能力，且差分信號傳輸形式進一步減小了信號在傳輸過程中被干擾的影響。傳輸系統經試驗驗證，對于階躍信號的響應小于28 μs，可滿足大部分應用場景下的閉環控制需求。