PFC+半橋LLC電路傳導共模EMI特性分析與抑制

孫佳威，張麗萍，林蘇斌，黃華清

(1.福州大學電氣工程與自動化學院，福建 福州 350108；2.福建省福芯電子科技有限公司，福建 福州 350009)

0 引言

開關電源體積小、重量輕且具有較高的電能轉換效率的特點，近幾年開關電源技術廣泛應用于國民經(jīng)濟各個領域.由于功率半導體器件高頻開關的工作特性，使得開關電源工作過程中往往伴隨著較大的電壓跳變和電流紋波，帶來了嚴重的電磁干擾問題.電磁兼容特性是開關電源的一項重要性能指標，也是開關電源技術研究的一個主要熱點[1-3].

文獻[4-6]從噪聲源角度出發(fā)，通過軟開關技術、頻率調制技術、無源(和有源)門級控制技術，文獻[7-13]從噪聲耦合路徑出發(fā)，通過添加電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)濾波器、調整印刷線路板布局、元件優(yōu)化設計、平衡技術等方法研究電磁干擾的抑制方法，并取得較好的噪聲抑制效果.但目前的研究主要針對單一電路拓撲的單級電路[14-17]，對于由多個電路拓撲構成的相對復雜的多級電路的電磁兼容特性分析及噪聲抑制方法的研究較少.多級電路一般有多個噪聲源，這些噪聲源的頻率、幅值、相位一般存在較大的差異，其具體的數(shù)值由各個電路拓撲的開關工作狀態(tài)決定.這些噪聲源通過各自的噪聲傳輸路徑產生噪聲電流，在線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(line impedance stabilization network,LISN)的等效電阻上形成噪聲電壓.多級電路的噪聲頻譜形成機理復雜、影響因素多[18-19]，分析其電磁兼容特性，厘清噪聲形成機理，對分析開關電源的電磁兼容特性并進一步采取噪聲抑制措施具有重要意義.

本研究以PFC(功率因素校正電路,power factor correction)+LLC拓撲結構開關電源為研究對象，分析共模噪聲傳輸機理，給出傳導共模主要噪聲源的辨識方法.在此基礎上，進一步提出在傳導共模噪聲傳輸過程中磁元件可視為共模濾波器的新觀點.在理論分析基礎上，為了抑制電路的共模噪聲，通過優(yōu)化磁元件繞組排布、繞制反相繞組等方式改善磁元件的傳導共模EMI濾波特性.最后通過一臺音頻功放電源樣機，驗證了理論分析的正確性和噪聲抑制方法的有效性.

1 傳導共模噪聲傳輸機理

交錯并聯(lián)PFC電路+半橋LLC電路的共模噪聲傳輸路徑如圖1所示.圖1由LISN、EMI濾波器、交錯并聯(lián)PFC電路以及半橋LLC電路組成.圖中，L1、L2、C1、C2、C3、C4、R1、R2構成了LISN的等效電路；在EMI濾波器中CY1、CY2、CY3、CY4為Y電容，CX1、CX2為X電容；L3為共模扼流圈并以它的漏感作為差模電感；在交錯并聯(lián)PFC電路中D1～D4為整流橋二極管，L4、L5為PFC電感，Q1、Q2為開關管，D5、D6為續(xù)流二極管，Cin1、Cin2分別為PFC電路的輸入、輸出濾波電容；半橋LLC電路由開關管Q3、Q4，諧振電感Lr，諧振電容Cr，LLC變壓器T，全波整流二極管D7、D8以及輸出濾波電容Co構成.

圖1 交錯并聯(lián)PFC+半橋 LLC電路共模噪聲傳輸路徑Fig.1 CM noise transmission path of interleaved parallel PFC+ half-bridge LLC circuit

圖1中A點和B點是交錯并聯(lián)PFC電路的電位跳變點，CQ1為A點總的對地分布電容(包括開關管Q1、二極管D5對大地的分布電容以及電感L4外層導體對大地的分布電容等)，CQ2為B點總的對地分布電容(包括開關管Q2、二極管D6對大地的分布電容以及電感L5外層導體對大地的分布電容等).根據(jù)電磁兼容理論，共模噪聲是由電路中電位跳變點,通過其對地分布電容對大地形成的位移電流.因此，圖1中交錯并聯(lián)PFC電路主要存在icm1和icm2這兩路共模噪聲.第1路共模噪聲icm1由電位跳變點A，通過CQ1、LISN、L/N線形成噪聲回路.第2路共模噪聲icm2由電位跳變點B，通過CQ2、LISN、L/N線形成噪聲回路.C點、D點和E點是半橋LLC電路的電位跳變點，CQ3為C點總的對地分布電容,Cps為變壓器原邊繞組對副邊的分布電容，Csp1、Csp2為LLC變壓器兩個副邊繞組對原邊的分布電容，Csg為LLC電路副邊地對機殼的分布電容.圖1所示半橋LLC電路主要存在icm3、icm4、icm5、icm6這4路共模噪聲電流.其中第3路共模噪聲icm3由電位跳變點C，通過CQ3、大地、LISN、L/N線形成噪聲回路.第4路共模噪聲icm4由變壓器原邊通過Cps、Csg(在實際開關電源中，常在副邊地和大地間接Y電容，此時Csg即為所接的Y電容)、大地、LISN、L/N線形成的噪聲回路.第5路共模噪聲icm5是由電位跳變點D通過Csp1、C0、Csg、大地、LISN、L/N線形成的噪聲回路.第6路共模噪聲icm6是由電位跳變點E通過Csp2、C0、Csg、大地、LISN、L/N線形成的噪聲回路.

圖2 交錯并聯(lián)PFC+半橋 LLC電路共模噪聲等效模型Fig.2 CM noise equivalent model of interleaved parallel PFC+ half-bridge LLC circuit

在明確交錯并聯(lián)PFC+半橋LLC電路共模噪聲傳輸路徑基礎上，為了便于分析，根據(jù)替代定理，建立如圖2所示的交錯并聯(lián)PFC+半橋LLC電路的共模噪聲等效模型.圖中，uQ1、uQ2為交錯并聯(lián)PFC電路的噪聲源，uQ3為半橋LLC電路的原邊噪聲源,uD7、uD8為半橋LLC電路的副邊噪聲源，RCM為LISN的共模等效電阻,uCM為LISN等效電阻的噪聲電壓.

由圖2可見，由交錯并聯(lián)PFC電路產生的共模噪聲中，icm1、icm2(無濾波器時)可近似表示為：

(1)

由半橋LLC電路產生的共模噪聲中，icm3、icm4、icm5、icm6(無濾波器時)可近似表示為：

(2)

2 傳導共模主要噪聲源辨識

開關電源的EMI噪聲是由電路中所有噪聲源共同作用產生的.一般而言，由多級電路構成的開關電源中均有多個噪聲源.以圖2的噪聲等效模型為例，在交錯并聯(lián)PFC+半橋LLC電路中共有5個噪聲源.每一個噪聲源產生的共模電流都會通過其共模傳輸路徑阻抗在LISN等效電阻上形成噪聲電壓.噪聲頻譜體現(xiàn)的是所有噪聲源在各個頻率點產生的共模噪聲電流在LISN等效電阻上產生的噪聲電壓的矢量疊加.因各個噪聲源幅值、頻率、相位的差異，噪聲頻譜呈現(xiàn)的噪聲峰值往往主要取決于開關電源中某一級電路的噪聲.因此，通過實驗測試獲得原始噪聲，并基于噪聲頻譜，結合開關電源實際工況可準確辨識開關電源的主要噪聲源.

為了簡要說明主要噪聲源的辨識過程，以一款音頻功放電源(電路拓撲為交錯并聯(lián)PFC+LLC電路)為實驗樣機，說明主要噪聲源辨識的流程.樣機主要電路參數(shù)：前級交錯并聯(lián)PFC電路，輸入電壓Uin(AC 220 V)，輸出電壓Uo1(DC 380 V)，開關頻率75 kHz；后級半橋LLC電路，輸入電壓Uin1(DC±190 V),輸出電壓Uo2(DC 90 V)，開關頻率90 kHz.采用R&S的高頻電流探頭EZ-17，以電流法測試原始共模噪聲，測量的原始共模噪聲頻譜如圖3所示.

從圖3的共模噪聲頻譜可看出，噪聲頻譜在270、450、630 kHz等頻率點存在明顯的噪聲峰值點，這些頻率點與樣機的半橋LLC電路開關頻率的倍頻一致，因此可以判斷樣機的主要共模噪聲是由半橋LLC電路產生的.因此，在分析噪聲時可先主要關注半橋LLC電路.為了簡化分析，先忽略PFC電路產生的共模噪聲的影響.此時，圖2的噪聲等效模型可簡化為圖4所示的半橋LLC電路共模噪聲傳輸模型.

圖3 原始共模噪聲頻譜Fig.3 Spectrum of original CM noise

圖4 半橋LLC電路共模噪聲傳輸模型Fig.4 CM noise transmission model of half-bridge LLC circuit

由圖4可見，4路噪聲是影響噪聲頻譜峰值的主要因素.由式(2)可見，icm3、icm4、icm5、icm6的大小與各部分的噪聲源電位(uQ3、uD7、uD8)、分布電容(CQ3、Cps、Csp1、Csp2)、副邊地對大地分布電容的噪聲電壓uCsg、LISN等效電阻的噪聲電壓uCM密切相關.因共模噪聲電流一般較小，量級為μA數(shù)量級，其在LISN等效電阻上的電壓降相對于噪聲源電位可忽略不計.同時，實際工程應用中常在LLC變壓器副邊地與機殼(大地)間接Y電容，Y電容的容值(幾nF)一般遠大于變壓器內部傳導共模噪聲的有效電容(幾pF)，此時Y電容上的噪聲電壓相對于噪聲源電位也可忽略不計，因此，式(2)可進一步近似簡化為：

(3)

共模噪聲抑制中，滿足安規(guī)標準的要求時，將散熱片接電路的電位靜電點，可屏蔽開關管通過散熱片經(jīng)對地分布電容的共模噪聲(圖4、5中的icm3).此時，電路的共模噪聲主要由icm4、icm5、icm6決定.由式(3)可見，Cps、Csp1、Csp2是影響原始共模噪聲的最關鍵因素，而Cps、Csp1、Csp2的大小均與LLC變壓器密切相關，因此，有必要進一步深入探討LLC變壓器的共模噪聲抑制特性.

3 磁元件共模EMI濾波特性分析

3.1 LLC變壓器共模EMI濾波特性分析

圖5 LLC變壓器共模濾波特性等效模型Fig.5 CM filter equivalent model of LLC transformer

LLC變壓器共模濾波特性等效模型如圖5所示.由圖5可見，半橋LLC電路中噪聲源uQ3直接施加在變壓器的原邊繞組，uD7直接施加在變壓器的一組副邊繞組上，uD8直接施加在變壓器的另一組副邊繞組上.這幾個噪聲源產生的共模噪聲電流(icm4、icm5、icm6)均是通過變壓器內部的分布電容(Cps、Csp1、Csp2)傳輸?shù)?同時，由圖5所示的共模噪聲傳輸角度來看，變壓器分布電容的等效阻抗與EMI濾波器中共模濾波器件的阻抗都屬于共模噪聲傳輸路徑的阻抗參數(shù)，調整其阻抗參數(shù)均可達到噪聲抑制的效果.因此，LLC變壓器實質上可視為共模濾波器.

在圖5中，3個噪聲源均位于LLC變壓器的原、副邊繞組端口.根據(jù)電磁感應定理，3個噪聲源在數(shù)值上應滿足變壓器原、副邊變比的關系.若將LLC變壓器視為共模濾波器，當原邊的噪聲源給定的情況下，兩組副邊繞組將感應出分布在副邊繞組的噪聲電位(即為副邊繞組的噪聲源電位).在變壓器原、副邊繞組噪聲電位共同作用下，通過電場耦合，在副邊繞組上產生感應電荷，形成共模噪聲電流.因此，變壓器原邊噪聲電位uQ3給定時，變壓器副邊繞組的感應電荷Q可表示為：

(4)

式中：C0為變壓器原、副邊繞組的相鄰層的層間結構電容；A為變壓器繞組窗口的高度；Δu為變壓器原、副邊繞組相鄰層的層間電位差.

表征變壓器共模噪聲抑制能力的共模端口有效電容為：

(5)

流經(jīng)變壓器總的共模噪聲電流，可表示為：

(6)

由式(4)～(6)可見，流出變壓器的總的共模電流與變壓器原、副邊繞組相鄰層的層間結構電容及變壓器原、副邊繞組相鄰層的層間電位差密切相關.因此，針對性的設計繞組結構，改變層間結構電容及原副邊繞組的電位分布，調整共模端口有效電容，可以改善變壓器的共模噪聲抑制能力.

為了說明變壓器繞組繞制方式對變壓器共模濾波能力的影響，以LLC變壓器為例，繞制了2顆變壓器.變壓器的基本電氣參數(shù)：原邊1個繞組，副邊兩個繞組帶中間抽頭；原邊兩層繞制，匝數(shù)為21匝，兩組副邊合起來雙股并繞，兩層繞制，匝數(shù)各10匝；匝比為21∶10∶10；磁芯規(guī)格為PQ3540，原邊和副邊繞組線規(guī)均為利茲線 0.1 mm × 100股.

圖6 LLC變壓器噪聲電位分布示意圖Fig.6 Noise potential distribution diagram of LLC transformer

2顆變壓器的繞組繞制方式如圖6、7所示.其中圖6為變壓器的噪聲電位分布示意圖，圖6中1-2接變壓器原邊，1為原邊電位跳變點，2為原邊電位靜點；3-4接變壓器副邊1，5-4接變壓器副邊2；3為副邊1電位跳變點，5為副邊2電位跳變點，4為副邊電位靜點.圖7(a)、(b)分別為1#變壓器和2#變壓器的繞組排布方式示意圖.為了便于表述,將圖7中變壓器繞組各層做如下定義：原邊繞組靠近磁芯那一層定義為p1,原邊繞組靠近副邊繞組那一層定義為p2,副邊繞組1靠近原邊那一層定義為s11,副邊繞組1遠離原邊那一層定義為s12,副邊繞組2靠近原邊那一層定義為s21,副邊繞組2遠離原邊那層定義為s22.

由圖7 (a)可見，1#變壓器p1層引出線接原邊電位靜點2，p2層引出線接原邊電位跳變點1，s11層引出線接副邊靜點4，s12層引出線接副邊1電位跳變點3，s21層引出線接副邊2電位跳變點5，s22層引出線接副邊2電位靜點4.在該連接方式下，原邊繞組和副邊繞組1相鄰層的電位差分布從0.5(up-us1)到up，原邊繞組和副邊繞組2相鄰層的電位差分布從0.5(up+us2)到(up+us2)，其中：up為變壓器原邊電壓;us1為變壓器副邊1電壓;us2為變壓器副邊2電壓.由圖7 (b)可見，2#變壓器p1層引出線接原邊電位跳變點1，p2層引出線接原邊電位靜點2，s11層引出線接副邊1電位跳變點3，s12層引出線接副邊1電位靜點4，s21層引出線接副邊2電位靜點4，s22層引出線接副邊2電位跳變點5.在該連接方式下，原邊繞組和副邊繞組1相鄰層的電位差分布從0.5(up-us1)到-us1，原邊繞組和副邊繞組2相鄰層的電位差分布從0.5(up+us2)到0.

圖7 變壓器繞組排布方式示意圖Fig.7 Schematic diagram of winding method of transformer

由原副邊相鄰層的電位分布可計算1#變壓器的副邊繞組感應的凈電荷：

2#變壓器的副邊繞組感應的凈電荷：

式中:A為變壓器繞組寬度；C0為原副邊繞組相鄰層的層間電容.

比較式(7)、(8)可見，調整變壓器繞組的繞制方式,可改變變壓器副邊繞組產生的感應凈電荷的大小，1#變壓器的感應凈電荷約為2#變壓器的6.6倍.

3.2 PFC電感共模EMI濾波特性分析

圖8 交錯并聯(lián)PFC電感的共模濾波等效模型Fig.8 Equivalent model of CM filter of interleaved parallel PFC inductor

在PFC電感上繞制反相繞組是抑制PFC電路共模噪聲常用且有效的方法.為了分析PFC電感的濾波特性，給出圖8所示的繞制反相繞組的交錯并聯(lián)PFC電感的共模濾波等效模型.圖8中,L41為在PFC電感L4上繞制的反相繞組，CB1為在連接在L41與大地(機殼)間的補償電容，L51為在PFC電感L5上繞制的反相繞組，CB2為在連接在L51與大地(機殼)間的補償電容.

由圖8可見，繞制反相繞組后，若將繞制反相繞組的PFC電感看成理想的反相變壓器，假定反相變壓器其原副邊的匝比為n，此時流經(jīng)補償電容CB1、CB2的共模電流分別為：

(9)

在繞制反相繞組前后，由交錯并聯(lián)PFC電流產生的在LISN等效電阻上的噪聲電壓分別為：

因LISN等效電阻上的噪聲電壓一般遠小于噪聲源電位，式(10)可進一步簡化為：

(11)

因此,在繞制反相繞組后，反相繞組對交錯并聯(lián)PFC電路噪聲的抑制效果可表示為：

(12)

可見，可以通過調整反相繞組的匝數(shù)及補償電容，抑制交錯并聯(lián)PFC電路的共模噪聲.繞制反相繞組的PFC電感實質上可視為共模濾波器.

4 實驗驗證

圖9 音頻功放電源樣機Fig.9 Prototype of audio amplifier power supply

以一款音頻功放電源為實驗樣機進行實驗驗證.樣機主要電路參數(shù)：前級交錯并聯(lián)PFC電路，輸入電壓uin(AC 220 V)，輸出電壓Uo1(DC 380 V)，開關頻率75 kHz；后級半橋LLC電路，輸入電壓Uin1(DC±190 V)，輸出電壓Uo2(DC 90 V)，開關頻率90 kHz.采用R&S的高頻電流探頭EZ-17，以電流法測試原始共模噪聲.實驗測試時，采用市電三線接法，變壓器副邊地通過Y電容接大地.樣機示意圖如圖9所示.

4.1 變壓器對傳導共模噪聲影響的實驗驗證

將1#變壓器和2#變壓器分別接入實驗樣機，測量的共模噪聲頻譜如圖10所示.從圖10可見，在0.15～3.00 MHz頻段范圍內，接2#變壓器樣機的共模噪聲比接1#變壓器樣機的共模噪聲小約10 dB，實驗測試結果驗證了在共模噪聲傳輸路徑中，變壓器可視為共模濾波器的觀點，通過合理優(yōu)化變壓器繞組的繞制方式可以有效減小共模噪聲.

同時,從接2#變壓器樣機的噪聲頻譜可見，噪聲頻譜在150、300、450 kHz等頻率點存在明顯的噪聲峰值點，這些頻率點與樣機前級交錯并聯(lián)PFC電路開關頻率的倍頻一致.因此,在優(yōu)化變壓器繞組繞制方式后，LLC電路的共模噪聲已經(jīng)小于前級PFC電路的共模噪聲，此時,主要共模噪聲是由前級交錯并聯(lián)PFC電路產生的，可進一步通過PFC電路采取噪聲抑制措施.

4.2 PFC電感對傳導共模噪聲影響的實驗驗證

在對LLC變壓器優(yōu)化基礎上，為了進一步抑制PFC電路的共模噪聲，分別在2顆PFC電感上均勻繞制了5匝反相繞組.測量的共模噪聲頻譜如圖11所示.

由圖11可見,繞制反相繞組后，在0.15～1.00 MHz頻段內，噪聲進一步降低了約5 dB.實驗測試結果驗證了在共模噪聲傳輸路徑中，PFC電感可視為共模濾波器的觀點.通過繞制反相繞組，構造反相噪聲源,可改善PFC電感的共模濾波特性，有效減小共模噪聲.

圖10 1#變壓器和2#變壓器共模噪聲對比Fig.10 Comparison of CM noise between transformer 1# and transformer 2#

圖11 反相繞組抑制共模噪聲對比Fig.11 Contrast of CM noise suppressed by inverting winding

同時需要說明的是：在1～30 MHz頻段內，噪聲未有明顯改善.造成這一現(xiàn)象的原因是,反相繞組是通過構造反相噪聲源來抵消原始噪聲，在頻率較高的頻段因開關管振蕩尖峰及電路寄生參數(shù)等因素,使反相噪聲源的相位與原始噪聲源相位在高頻下無法完全反相，從而影響噪聲抑制效果.

5 結語

1) 開關電源中，共模噪聲源實際上是施加在磁元件繞組端口，并通過磁元件的容性分布參數(shù)傳輸?shù)模瑥墓材Ｔ肼晜鬏敊C理看，磁元件可視為共模濾波器.

2) 通過優(yōu)化設計磁元件繞組結構、構造反相噪聲源，可改善磁元件的共模噪聲抑制能力.