鐵路信號電源系統中直流電源模塊優化設計

吳慶豐

（天津鐵路信號有限責任公司，天津 300300）

1 概述

鐵路信號電源系統設備中需要DC24 V、DC48 V、DC220 V等電壓等級的直流開關電源，為繼電器、軌道電路、電碼化、直流轉轍機等直流信號設備提供穩定可靠的供電。一般單臺開關電源模塊容量為1～3 kW，通過多臺模塊并聯輸出，為負載設備提供N+X冗余備份，提高系統可靠性。TB/T 1528系列標準中要求高頻開關電源模塊效率大于82%，穩壓精度小于等于3%。在實際應用中開關電源模塊效率一般在85%左右，采用自然冷卻方式的模塊往往需要較大體積的鋁制散熱片，所以自冷方式模塊結構只能按標準規定的四分之一模塊外形尺寸進行設計，占用空間較大。采用風冷方式的模塊可以使用相對體積小的散熱片，按標準規定的八分之一模塊外形尺寸進行設計，占用空間較小。隨著信號設備容量增大，有必要設計更大功率的模塊以減少模塊數量，提高系統可靠性。模塊功率提高不僅需要更大容量的功率器件，更有必要優化拓撲電路，提高系統效率，以減少電能損耗轉為熱能，從而降低對散熱片和風扇的需求，進一步降低模塊內的空間占用同時降低整體成本。

2 傳統開關電源電路拓撲結構說明

傳統開關電源電路拓撲如圖1所示，廣泛應用于開關電源的設計。AC/DC部分采用橋式整流加BOOST升壓電路實現輸入功率因數校正，DC/DC部分采用相移全橋電路實現，直流電壓的隔離和電壓值變換，輸出為目標電壓。控制部分多采用現有的集成電路分別實現AC/DC和DC/DC部分功能的控制，例如采用UC3854系列集成電路作為核心控制器件實現AC/DC控制，使用UC3875系列集成電路作為核心控制器件實現DC/DC控制。

圖1 傳統開關電源拓撲電路Fig.1 Conventional switching power supply circuit topology

AC/DC部分電路整流橋把輸入市電整流為脈動直流，升壓電感L1、功率開關管Q1和二極管D1構成BOOST升壓電路。當Q1導通時，輸入電壓Vi對電感L1充電，把能量儲存在L1中，當Q1截止時，L1產生反向感應電壓，通過二極管D1把儲存的電能疊加輸入電壓Vi釋放到輸出電容器C1中。通過控制輸入電流波形跟隨輸入電壓波形，實現功率因數校正（PFC）功能，一般直流母線的電壓為400 V。

DC/DC部分的輸入是PFC電路的輸出，Q2～Q5為功率開關管，Lr為變壓器T1初級串聯諧振電感（包括變壓器的漏感），變壓器次級電壓經過D3、D4整流和輸出LC濾波器給負載供電。

功率開關管Q2、Q3組成左橋臂，180 °互補導通，功率開關管Q4、Q5組成右橋臂，180°互補導通，兩個橋臂導通之間相差一個相位，即所謂的相移角。通過調節相移角大小，來調節輸出電壓脈沖寬度，在變壓器副邊得到占空比D可調的正負半周對稱的交流方波電壓從而達到調節輸出電壓的目的。

3 傳統開關電源模塊拓撲電路的優缺點分析

如圖1 所示的開關電源電路拓撲簡單，控制容易實現，但仍存在一些缺點。

BOOST升壓拓撲在功率較大適用連續導通控制模式（CCM），在此模式下工作的主要問題是二極管D1的反向恢復問題，傳統電源使用硅基快恢復二極管作為PFC電路的升壓二極管，此二極管在反向恢復期間會產生較大反向電流，反向恢復電流將產生額外的損耗，一般要在D位置并聯電阻器電容器（Resistor Capacitor，RC）吸收電路。目前，通過應用新的半導體功率器件碳化硅二極管，已經解決反向恢復的問題。

移相全橋電路，利用功率器件的結電容與變壓器的漏感作為諧振元件，使全橋電源的4個開關管依次在零電壓下導通，實現恒頻軟開關，提升電源的整體效率。相移全橋電路的一個主要缺點是輕載時滯后橋臂不能實現零電壓開關（ZVS），不適合負載變化范圍大的場合。由于滯后橋臂的輕載下不能實現零電壓開關，將存在開關損耗，增大散熱器的體積；開關管開通時存在較大的di/dt，將會造成大的EMI。變壓器次級存在占空比丟失問題，開關頻率越高，占空比損失越大。采用圖1 中拓撲結構實現的開關電源模塊，實際測試效率能夠達到 85%左右。

4 拓撲電路優化說明

隨著站場規模及直流信號設備容量的增大，對開關電源的容量及效率提出了更高的要求。應對上述需求的一種電路拓撲，如圖2所示，AC/DC部分主要變化采用兩相交錯并聯BOOST電路實現功率因數校正，可以提高模塊容量，減小PFC電感器的電感量，降低輸入電流諧波。DC/DC部分采用LLC諧振軟開關拓撲結構，可實現全負載范圍內的一次側開關管的零電壓導通和二次側整流二極管的零電流開關，降低開關損耗，提高功率變換的效率。

圖2 交錯并聯PFC+LLC諧振軟開關電路拓撲Fig.2 Interleaving PFC+LLC resonant soft-switching circuit topology

為進一步提高效率，減少整機的熱損耗，提高系統可靠性，分析圖2拓撲中功率損耗較大的元器件，AC/DC部分主要為整流橋，DC/DC部分為變壓器副邊的整流二極管D3、D4。下面按AC/DC部分和DC/DC部分分別進行優化設計。

4.1 AC/DC部分的優化設計

以2 000 W容量為例，輸入電壓按額定220 V，整流橋上單個二極管壓降按VF=1.1 V電壓計算，整流橋上損耗功率為P損=2 000/220×1.1×2=20 W，如果輸入電壓較低，按165 V計算，整流橋上損耗功率將達到26.7 W。為提高AC/DC部分的效率，對圖2中電路結構進行優化。如圖3所示，為雙BOOST無橋PFC電路結構，能夠在電流回路中減少一顆二極管，提升PFC部分的效率，峰值效率能夠達到98%。

圖3 雙BOOST無橋PFC電路Fig.3 Dual Boost bridgeless PFC circuit

圖3所示的無橋PFC電路雖然能降低整流橋的功率損耗，但存在器件數量增加，成本增高的劣勢。隨著最新的寬禁帶半導體氮化鎵和碳化硅開關管的推出，使得圖騰柱PFC電路結構成為更優選擇。SiC二極管具有反向恢復時間幾乎為0，開關損耗小的特點，適合更快的開關頻率及軟開關的應用，正向壓降小且無反向恢復電流的特性使得硬開關的應用中能達到更高效率。如圖4所示，為一個較完整圖騰柱PFC電路拓撲。圖騰柱PFC拓撲具有較低的電磁干擾，使用最少的功率器件實現功率因數校正功能，結構設計可以更緊湊，相對成本低，且效率高，功率密度高。

圖4 圖騰柱PFCFig.4 Totem pole PFC

在圖4所示電路中，在模塊上電啟動過程中，輸入電源對直流母線上電容C1充電會產生較大的浪涌電流。為了抑制這一浪涌電流，通常采用圖4中R1串聯在電感L1前，R1一般采用PTC型熱敏電阻，在上電過程中，浪涌電流在電阻上產生能耗，溫度升高阻值變大，進一步限制浪涌電流。PFC啟動后繼電器REALY1線圈得電，常開觸點閉合，使R1短路。AC/DC正常工作過程，主電路電流經過繼電器觸點，而R1不起作用。

繼電器可以很容易地驅動，但存在觸點動作聲音及觸點壽命的問題，采用電阻限流的方式導致上電緩啟動時間較長。在圖4基礎上對D1、D2替換為晶閘管SCR1、SCR2，可減少繼電器和限流電阻，不僅能夠節省PCB空間，而且減少了繼電器和電阻上能量損耗，可控制啟動時間更快，如圖5所示。在PFC正常工作過程中，SCR1和SCR2作用與二極管相同，市電的正半波時SCR2導通，市電負半波時SCR1導通。在市電接通啟動過程中，通過控制SCR1、SCR2的導通角，達到平滑控制母線電容器C1的充電過程，使C1電容器上的直流電壓受控地逐漸升高，可在6個市電周波內平滑升高達到目標電壓。

圖5 圖騰柱PFC增加浪涌電流控制功能Fig.5 Totem pole PFC with added surge current control function

圖騰柱PFC電路能夠獲得較高的輸入功率因數和效率，但在輸入電壓過零點時輸入電流存在畸變的問題。可以采用數字軟啟動方法消除電壓過零點的電流尖峰。為在市電電壓過零點位置實現SCR1和SCR2的可靠交替工作，一般在電壓過零點位置設置一個死區時間，此時SCR1和SCR2均無驅動信號，Q1和Q2也均無驅動信號，開關管處于斷開狀態。可根據市電波形的極性，功率管Q1或者Q2在過零點死區結束位置開始驅動信號的軟起動過程，驅動脈沖的占空比由小到大逐漸變化。在死區時間內，應停止控制環路的計算，否則電流內環計算產生一個大的占空比驅動信號，這將會引起電流尖峰。

4.2 DC/DC部分的優化設計

DC/DC部分采用LLC諧振軟開關拓撲結構，一般根據功率大小可選擇半橋拓撲或者全橋拓撲，一般容量2 kW左右的電源模塊可采用如圖2所示的半橋電路拓撲，對于更大功率的電源模塊更適合采用如圖6所示的兩相并聯電路拓撲，或采用如圖7所示的三相交錯并聯電路拓撲。隔離變壓器二次側整流部分采用功率管替代二極管實現同步整流，降低二次側高頻整流部分的功率損耗，進一步提高整機效率。

圖6 兩相并聯LLC電路拓撲Fig.6 Two-phase parallel LLC circuit topology

兩相并聯LLC電路拓撲由兩路硬件獨立的主電路構成，通過輸出端的并聯實現單機的擴容，同時根據負載的變化，靈活控制工作的主電路。當空載或輕載時，可只控制其中一路LLC拓撲工作，降低功率損耗，能夠實現全負載范圍內的高效率工作。在信號電源屏中應用的直流開關電源采用N+M冗余方式，正常工作時單臺開關電源模塊負載率均低于50%，此時可工作于單LLC拓撲電路，有利于整個電源系統效率提升，節能降耗。當任意一路LLC主電路故障時，可關閉這一路的驅動，通過另外一路進行整機的降額工作，提高模塊的可用性。

通過采用圖7所示的三相交錯并聯LLC電路結構，軟開關的使用提高功率器件的開關頻率，能夠實現更高的輸出功率和整機效率。三相LLC電路交錯120°工作，降低了輸入輸出的電流紋波，所以能夠有效減小輸入和輸出的濾波電容器的容量。紋波電流很小，所以可以省掉輸出濾波電感器，能夠實現器件數量的減少和空間占用的減少。高頻隔離變壓器原邊繞組和副邊繞組分別構成星形連接，使得三相之間相互存在電氣耦合，可以減小各相之間諧振參數不對稱帶來的不利影響，相比兩相交錯并聯具有更強的均流能力，對器件的容差性更大。通過提高開關管的工作頻率，能夠降低諧振電感器Lr1、Lr2、Lr3和諧振高頻隔離變壓器T1、T2、T3的體積，進一步提高開關電源模塊的功率密度，同樣體積可以實現更大功率的輸出。

圖7 三相交錯并聯LLC電路拓撲Fig.7 Three-phase interleaving LLC circuit topology

5 關鍵參數計算

以輸入額定電壓DC400 V、輸出電壓DC24 V、輸出功率P為2 000 W容量為例，計算圖2中單LLC諧振拓撲電路中勵磁電感Lm、諧振電感Lr、諧振電容Cr等關鍵參數。輸入電壓范圍DC350～410 V，輸出電壓可調范圍DC20～30 V，設計諧振頻率fr=100 kHz，最大工作頻率fmax=200 kHz。

變壓器匝比n=Udc/(2×Uo)=400/(2×24)=8.33

最大增益Mmax=2n×Uo_max/Udc_min=2×8.33× 30/350=1.428

最小增益Mmin=2n×Uo_min/Udc_max=2×8.33× 20/410=0.813

負載電阻值Ro=Uo2/P=242/2 000= 0.288 Ω

輸出電流Io=Uo/Ro=24/0.288=83.333 A

等效阻抗Req=8×Ro×n2/π2=16.198 Ω

其中Uo為輸出額定電壓24 V，Udc為輸入額定電壓400 V，Ro為輸出額定功率2 000 W時負載電阻，Io為輸出額定功率時輸出額定電流，8為常數，n為變壓器匝比。

電感歸一化系數取K=Lm/Lr=6，在最小輸入電壓和滿載輸出條件下，計算變換器能工作在ZVS條件下的最大品質因數如公式（1）所示。

死區時間取td=500 ns，寄生電容取CZVS=2 000 pF，計算在最大輸入電壓和空載輸出條件下，計算變換器能工作在ZVS條件下的最大品質因數如公式（2）所示。

在整個工作過程中求取最大QZVS如公式（3）所示。

諧振網絡的特征阻抗ZR如公式（4）所示。

6 結語

在實際應用中根據輸出容量可靈活選用拓撲結構，達到最優的性價比。隨著負載種類的變化，為適用于不同電壓的需求，有必要對寬范圍輸出的直流開關電源模塊進行設計開發。在上述拓撲結構中可采用Burst控制方式，實現LLC電路的寬范圍輸出，也可采用相移控制和脈沖頻率控制相結合的控制方式實現。也可根據負載情況，在空載和輕載時采用脈沖寬度調制的控制方式，正常帶載時采用脈沖頻率調制的控制方式，降低空載或輕載時的損耗，提高整機變換效率。在優化電路拓撲結構的基礎上，根據使用環境和負載情況采用靈活多樣的控制策略，能夠實現開關電源的可靠、高效運行。

本文分析了應用于鐵路信號電源領域常用的直流開關電源拓撲結構，根據使用需求的不同，提出不同的優化電路拓撲，采用更優的電路拓撲和相應的控制策略能夠提高開關電源產品的質量。