基于改進型VSM的V2G充放電策略研究

馮富國，王娟娟

(大連交通大學自動化與電氣工程學院，遼寧 大連 116021)

0 引言

由于全球氣候變暖和環境問題的日益突出，各個國家不斷加強節能減排和環境保護力度。基于交通低碳化的要求，電動汽車(electric vehicle,EV)以其節能減排的優勢，成為汽車領域發展的新趨勢。

EV通過電網互聯(vehicle to grid,V2G)技術實現與電網能量的高效互動,通過智能充電樁的充放電可以消納間歇性新能源，從而有效減小新能源發電對電網的波動，提高電網的穩定性。在交互過程中，變換器是實現能量雙向流動的接口。因此，為了更好地發揮V2G技術的優勢，選擇合理、有效的變換器控制方法是關鍵[1]。

文獻[2]在變換器交流側引入電壓電流雙閉環控制策略實現了充放電機作為緊急電源的功能，并對變換器輸出電壓波形的諧波含量進行了分析。文獻[3]在文獻[2]的基礎上提出了一種基于dq同步旋轉坐標系下的電壓電流雙閉環的電壓空間矢量控制策略，實現了V2G充電樁能量的雙向流動，但未考慮變換器充放電過程中諧波對電能質量的影響。針對充放電機功率因數低和諧波污染大的問題，文獻[4]提出了直流到直流(direct current/direct current,DC/DC)變換器在充電模式下采用恒流恒壓控制，在放電模式下采用電流負反饋的控制策略，從而在實現能量雙向流動和提高功率因素的同時有效地消除諧波。文獻[4]雖然考慮了諧波的影響，但未考慮EV在充放電過程中缺乏慣性和阻尼，入網后會一定程度地影響電網的穩定性。文獻[5]提出了基于虛擬同步機(virtual synchronous machine,VSM)EV的V2G充放電控制策略，降低了對電網的沖擊，提高了電網穩定性。文獻[6]在基于VSM控制策略的基礎上，加入模型預測控制(model predictive control,MPC)，提高了系統的動態性能。雖然文獻[5]和文獻[6]都關注了大規模EV充放電由于缺乏慣性和阻尼性對電網穩定性的影響，并且文獻[6]在原有研究基礎上加入MPC提高了系統的動態性能，但兩者都未考慮諧波污染對電能質量的影響。

針對上述問題，本文考慮在提高功率因數、減小諧波污染的前提下，實現EV到電網能量的高效轉換。同時，在實現智能充電樁對新能源消納的過程中，為提高充放電功率的控制精度，本文提出了在VSM雙環控制的電流環中引入超螺旋(super twisting,ST)二階滑膜控制(silding mode control,SMC)策略[7-8]。通過在MATLAB/Simulink環境下搭建EV充放電并網模型，進行該控制策略與傳統VSM雙環比例微分(proportional integral,PI)控制策略的仿真結果對比分析。分析結果驗證了該控制策略的可行性和有效性。

1 EV電路拓撲及數學模型

圖1為EV充放電主電路拓撲圖。

圖1中：Uoa、Uob、Uoc為交流側母線三相電壓;L、C構成LC濾波器;R為等效濾波電阻；Ua、Ub、Uc為交流到直流(altemating current/direct curect,AC/DC)變換器交流側三相電壓;iLa、iLb、iLc為交流側流入電流;Udc為直流母線電壓。

圖1中，主電路拓撲分為兩部分：左側為DC/DC變換器拓撲，右側為雙向AC/DC變換器拓撲。其中，EV直流變換器由DC/DC非隔離雙向半橋式電路構成，又稱雙向Boost/Buck電路。EV充放電控制分為兩部分，分別是直流側DC/DC控制和交流側VSM控制。雙向DC/DC變換器如圖2所示。

圖2中：開關管和S1、S2同時動作且動作方向相反；串聯內阻r代表儲能元件；D1、D2為續流二極管；R為直流母線側的等效負載。通過對開關的控制，功率可以在儲能(低壓側)和直流母線(高壓側)之間雙向流動，電路結構簡單，控制方便，可靠性高。

EV充電樁與電網互聯時交流側接口變換器主電路為雙向AC/DC三相電壓源型變換器。圖3為雙向AC/DC變換器結構框圖。直流側為EV高壓側電容，主電路拓撲選用含LC濾波的兩電平逆變器。

圖3中：R、L、C分別為變換器交流側等效濾波電阻、電感和電容；Ua、Ub、Uc為變換器交流側三相電壓;iLa、iLb、iLc為變換器交流側三相電流;Uoa、Uob、Uoc為交流母線三相電壓；Udc為直流側母線電壓。

定義變換器的開關函數如式(1)所示。

(1)

式中：Sk為變換器開關函數，k為變換器的a、b、c三相。

由基爾霍夫定律,可得雙向AC/DC變換器交流側電壓動態方程如式(2)所示。

(2)

式中：uabc為變換器交流側三相電壓，V;iLabc為變換器交流側三相電流，A;uoabc為交流母線三相電壓，V。其中uabc=Skudc。

經過Clark變換得到兩相靜止坐標系數學模型。變換矩陣如式(3)所示。

(3)

通過Park變換進一步將兩相靜止坐標系變換為兩相同步旋轉坐標系數學模型。變換矩陣如式(4)所示。

(4)

結合式(3)和式(4)可以得到三相靜止坐標系到兩相旋轉同步坐標系。變換矩陣如式(5)所示。

(5)

經式(5)變換，可得：

(6)

式中:ω為角速度，rad/s；iLd、iLq為變換器交流側三相電流iLabc的dq軸分量，A；uod、uoq為交流母線三相電壓uoabc的dq軸分量，V；ud、uq為交流母線三相電壓uabc的dq軸分量，V，ud=sdudc，uq=squdc；udc為直流側母線電壓，V。

2 EV控制策略

2.1 DC/DC控制策略

直流側部分采用電壓電流雙閉環控制。圖4為電壓電流雙環控制框圖。

圖4中，為了獲得穩定的電壓來實現功率的雙向流動，通過將給定Uref和反饋值U進行比較，再經過控制器補償后得到iref。iref與電流實際值進行比較，得到的差值送入PI控制器進行校正。校正后的值輸入脈沖寬度調制(pulse width modulation,PWM)產生脈沖信號控制絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipdar transistor,IGBT)的導通和關斷。

2.2 VSM數學模型

VSM數學模型由四個部分構成，分別是功率調節器、勵磁調節器、電氣部分和電壓電流雙環控制。

①功率調節器。

同步發電機機械功率的輸出與轉子的關系如式(7)所示。

(7)

式中：ω為轉子角速度，rad/s；ω0為空載轉子角速度，rad/s；ωN為額定轉子角速度，rad/s；Pm為機械功率，ω；Pe為電磁功率，ω；D為阻尼系數；J為虛擬慣量；δ為功角，rad/s。

②勵磁調節器。

發電機機端電壓幅值Um與參考電壓Uref相比較后得到電壓偏差，經PI調節器后供給發電機勵磁繞組。參考電壓Uref的表達式如式(8)所示。其Uref隨輸出無功功率的增加而減小。

Uref=UN+Kv(Qref-Q)

(8)

式中：UN為空載電壓，V；Kv為無功電壓下垂系數；Qref為無功功率參考，Var；Q為輸出無功功率，Var。

③電氣部分。

考慮到電壓源逆變器模型的精確程度，選擇dq坐標系下的同步發電機電壓二階方程[9]作為電氣部分，如式(9)所示。

(9)

式中：ud、uq為輸出電壓dq軸分量，V；id、iq為輸出電流dq軸分量，A；Ed為勵磁電壓，V。

④電壓電流雙環控制。

由式(6)可知，dq軸存在耦合關系，不利于dq軸的獨立控制，因此需要對電壓電流進行解耦控制。圖5為電壓電流解耦控制框圖。

2.3 電流環滑模控制器設計

SMC電流控制的基本思想是通過設計滑膜趨近律將跟蹤所需的狀態變量朝向其所需的參考滑膜面滑動。基于此，在dq坐標系下，定義兩個滑模面函數S1和S2，如式(10)所示。

(10)

(11)

令S=0，可求得電流環滑模控制系統等效控制率Ueq為式(12)：

(12)

式(13)所示的Super-twisting控制算法[10]，由兩部分組成。第一部分u1為滑膜面的一個連續函數。第二部分u2為滑膜面在時間上的積分。

(13)

式中：ε、k為正的控制增益；ρ為系統達到二階滑動模態的參數，當其取值為0.5時，系統將最大可能實現二階滑動模態。

為保證Super-twisting二階滑膜控制結構在有限時間內收斂[11]，需滿足條件：

(14)

式中:Km、KM、φ分別為二階滑膜變量中三個泛函的未知量，其取值取決于具體的系統，且均為大于0的常數。

由式(13)和式(14)，定義切換控制率usw：

(15)

式中：ε>0,k>0。

由式(12)和式(15)可得滑膜控制的控制率為:

(16)

(17)

式中:只要ε、k取正值，則電流滑模控制系統穩定。

3 仿真結果對比與分析

本文采用傳統VSM雙環PI控制策略與改進型VSM控制策略SMC分別進行仿真。首先，將PI和SMC控制的模型分別運行0～1.4 s，將EV輸入功率設為20 kW。

PI控制的并網電流波形如圖6所示。

SMC控制的并網電流波形如圖7所示。

由于采用VSM控制策略的變換器具有一定的慣性和阻尼性，因此兩種控制都需要一定的時間才能達到穩定狀態。但不同的是：基于SMC控制的并網電流波形在0 s時就趨向穩定，而基于PI控制的并網電流波形在0.4 s才趨向穩定；SMC控制的并網電流波形在0.5 s就達到穩定狀態，而PI控制的并網電流波形在1.2 s才大致達到穩定狀態。這說明基于ST二階SMC在削弱傳統滑模控制器抖振的基礎上，其啟動特性和魯棒性比PI控制器更有優勢。

PI控制的并網A相電流諧波分析如圖8所示。圖8中，諧波含量為2.14%。

SMC控制的并網A相電流諧波分析如圖9所示。

圖9中，諧波含量為0.81%。這表明基于SMC的虛擬同步控制策略能夠有效降低并網電流諧波。

PI與SMC控制的并網A相功率因素變化曲線如圖10所示。雖然PI和SMC控制的功率因素在穩定時都接近1，但由于SMC控制下的響應速度更快，SMC比PI控制下的功率因素接近于1的時長更長。這表明改進型的VSM技術在提高系統動態響應特性的同時，還能顯著提高并網功率因素。

為了驗證EV在充放電過程中輸入功率的不斷變化對系統的影響，分別基于SMC和PI控制下的仿真模型運行，并將仿真時間設為5 s。

在0～4 s內，EV放電(輸入功率為正)，在時間0～1 s、1～2 s、2～3 s、3～4 s 內分別設置輸入放電功率為20 kW、120 kW、20 kW、40 kW；在4～5 s內，EV充電(輸入功率為負)，輸入充電功率為-50 kW。

PI和SMC控制下EV充放電功率輸出曲線分別如圖11、圖12所示。

圖11、圖12所示曲線反映了EV輸出功率隨輸入功率的不斷變化而變化，既表明了在VSM控制策略下的功率在突變的情況下所具有的慣性和阻尼性，又體現了變換器對輸入功率的跟蹤特性。雖然以上兩種控制都能追蹤輸入功率的變化，但基于PI控制的輸出功率波形比SMC控制的震蕩幅度大，并存在一定的超調。而SMC控制下的幾乎無超調，且功率變化平穩，有較強的抗干擾能力。這說明基于SMC的控制策略提高了功率的控制精度。

SMC和PI控制的并網A相諧波總畸變率(total harmonic current distortion,THD)如圖13所示。在穩定狀態下，兩種控制下電流諧波含量都低于5%，并且SMC控制下的電流諧波含量在任意穩定狀態下都明顯小于PI。

綜上所述，改進型的VSM控制策略能有效提高系統的動態品質和魯棒性，降低EV充放電時并網電流的畸變率，提高功率因素，抑制直流側電壓波動。

為了更好地研究控制器的性能、驗證魯棒性，分別在SMC和PI控制下運行仿真模型。SMC和PI控制下不同開關頻率下的并網A相電流諧波含量如圖14所示。

SMC顯示了相同的性能更高的開關頻率，THD小于2%并且總是獲得高功率因數，傳統的PI控制在開關頻率50～60 kHz下，系統無法穩定地注入同步電流，需要調整PI參數，而基于SMC控制的系統在開關頻率的上升中表現出較強的魯棒性。

SMC和PI控制下輸入功率不同THD和功率因素變化分別如圖15和圖16所示。該結果表明，隨著輸入功率的不斷上升，SMC表現出更高的功率因素和更低的諧波含量。

基于以上分析，在不同開關頻率和輸入功率的影響下，基于SMC控制的系統的魯棒性更好。

4 結論

將改進型雙向VSM控制方法用于EV充放電并網的控制策略中，使EV與電網能量交互時，與傳統同步發電機一樣具有慣性和阻尼性，降低了EV并網對電力系統的沖擊。仿真驗證結果表明，該控制策略能夠有效減少諧波含量、提高功率因素、抑制直流側母線電壓波動、提高系統的動態性能，與傳統PI控制器相比魯棒性更好。使用該控制策略能夠使EV通過智能充放電更好地協同新能源發電，對提高間歇性新能源的利用率、減小新能源發電對電網的擾動、提高電網的穩定性具有重要意義。