碼分多址車載射頻系統可行性研究

趙君偉

（1．北京全路通信信號研究設計院集團有限公司，北京 100070；2．北京市高速鐵路運行控制系統工程技術研究中心，北京 100070）

1 歐洲環線車載系統的射頻特點

應答器傳輸系統（Balise Transmission System，BTS）是一種基于點式信息傳輸的安全傳輸系統，實現道旁設備或地面設備與車載設備之間的安全信息傳輸。BTS包括應答器傳輸模塊（BTM）、車載天線單元（AU）、有源應答器（Controlled Balise）和無源應答器（Fixed Balise）、地面電子單元（LEU）等基本組成部分。和國內應答器傳輸系統相比較，歐洲環線車載設備同時還具備碼分多址（Code Division Multiple Access，CDMA）信號通信功能，需要具有接收并解調解碼軌旁設備漏纜發出的CDMA信號的模塊，實現車-地通信，這是國內BTM系統沒有的。為此需要增加CDMA信號接收功能模塊，CDMA體現在射頻性能上的特點是帶寬寬，具有峰均比，以及射頻通道具有良好的線性度。歐洲環線車-地通信示意如圖1所示。

圖1 歐洲環線車-地通信示意Fig.1 Schematic diagram of vehicle-ground communication of European loop

AL4為傳輸27.095 MHz的激活信號接口，SUBSET-044標準里對其定義是按照SUBSET-036標準來處理。AL1是將上行的軌旁CDMA信號傳輸到車載設備的接口。歐洲環線CDMA車載射頻接收信號處理流程如圖2所示。

圖2 歐洲環線CDMA車載射頻接收信號處理流程Fig.2 Flow chart of European loop CDMA onboard RF receiving signal

2 歐洲環線CDMA車載射頻系統的關鍵技術

CDMA車載射頻系統模塊功能的實現關鍵技術之一，是高功率濾波器的設計開發。依據SUBSET-044標準和BTM接收系統鏈路計算，對高功率濾波器進行指標定義。天線的信號有13.5 MHz的CDMA小信號和27.095 MHz的應答器激活信號，這個信號輸出功率為20 W，幅度很大。如果不對27.095 MHz激活信號抑制處理，直接通過低噪聲放大器（Low Noise Amplifier，LNA），放大器將承受不住發送板的高功率信號，器件將會損壞。同時，接收機的模數轉換電路也會被27.095 MHz信號阻塞，CDMA信號不能正常解調解碼。因此必須對27.095 MHz信號進行抑制處理，另外，還需考慮對來自應答器信號4.5 MHz的抑制，防止4.5 MHz信號影響CDMA的解調解碼，高功率帶通濾波器要達到這個目的，保障后續放大器和模數轉換電路能有效處理工作帶內的CDMA信號。

該射頻系統模塊功能的實現關鍵技術之二是低噪聲放大器的實現。SUBSET-044標準定義接收CDMA的靈敏度是23 dBuA/m，用MFP（Specification of Magnetic Field Probe）探頭換算，0 dBm折合112 dBuA/m，折合后靈敏度是 -89 dBm。每赫茲的熱噪聲按照10×lg(K×T×B)來計算，其中，K是玻爾茲曼參數1.380 649×10-23J/K，T是溫度，B是帶寬。每赫茲的熱噪聲是-174 dBm，歐洲環線CDMA的帶寬是4.5 MHz，噪聲是-107.4 dBm，整個射頻接收系統的噪聲系數是8.09 dB，結合4.5 MHz帶內熱噪聲，所需信號的最小幅度是-93.31 dB，與靈敏度 -89 dBm相比較，設計有4.31 dB的余量。

3 高功率濾波器的設計

1）高功率帶通濾波器主要指標定義：根據SUBSET-044 (Issue 2.4.0) 標準的理解，帶通濾波器帶寬為4.5 MHz，考慮到后續解擴處理，預留邊帶0.5 MHz，因此按照13.547 5±2.5 MHz定義，即11.05～16.05 MHz。

2）帶內插損≤4 dB：信號通帶內（11.05～16.05MHz）。

帶內插損越小越好，如果帶內插損過大，將直接影響射頻系統的噪聲系數，降低整機的接收靈敏度。SUBSET-044 標準沒有對帶通濾波器的帶內插損進行定義，根據自身系統的鏈路進行計算，同時結合仿真數據給出最佳的帶內插損值在4 dB之內。

3）帶外抑制：對于27.095 MHz，要求有盡可能大的抑制，但如果抑制太大，將增加濾波器的階數，帶來的問題就是增加帶內插損，根據射頻板鏈路預算，需要≥50 dB。

對于4.5 MHz，因4.5 MHz屬于應答器發出的頻移鍵控（FSK）頻率，需要考慮應答器在最大功率發射時其對CDMA信號的干擾，這個信號也需要濾除，根據鏈路計算，需要≥40 dB。

4）端口駐波具體指標：端口駐波定義，在工作帶內11.05 ～ 16.05 MHz的回波損耗，端口駐波≤-10 dB。

5）仿真設計：為保證通帶內幅頻特性的平坦度，采用最大平坦型（巴特沃斯）結構。

本設計用8階LC結構，采用巴特沃斯的目的是通帶內的頻率響應曲線具有最大限度平坦，沒有紋波，在阻帶則逐漸下降為0。1階巴特沃斯濾波器的衰減率為每倍頻6 dB，每10倍頻20 dB，8階巴特沃斯濾波器的衰減率為每倍頻48 dB。8階LC結構能有效克服巴特沃斯濾波器較長過渡帶的缺點，滿足在27.095 MHz和4.5 MHz抑制，達到本文設計的要求。

帶通濾波器仿真結果如圖3所示。

圖3 帶通濾波器仿真結果Fig.3 Simulation results of bandpass filter

通帶內，11.05～16.05 MHz 插入損耗最大為-3.715 dB（m1）；

在27.09 MHz處的抑制為-62.033 dB（m3），在4.5 MHz處的抑制為-74.908 dB（m4）；

端口駐波最差處為-11.598 dB。

3.1 電路設計

高功率設計需要做冗余設計，以此來滿足高可靠性。為充分保證設計的余量能力，本設計不以BTM發送板輸出口做參考，而是以BTM的天線輸入口為參考點進行計算。這樣能保證設計具有余量，電路中含有頻率為27.095 MHz、功率為20 W（+43 dBm）的信號。考慮到線路損耗，線路損耗按照10 m電纜長度0.5 dB衰減來考慮，再考慮到其他因素，比如在高、低溫等其他因素條件下預留0.5 dB余量。設計時需要按照在BTM發送板輸出端用44 dBm（25 W）以上的功率來計算CDMA接收機的功率承受能力，因此濾波器和電路接入的前端需要考慮能夠承受25 W以上的信號。電路按照50 Ω匹配設計，落在電容上的電壓至少36 V，通過電感的電流最小為0.71 A，考慮到電容和電感的可靠性工作，需要留有足夠的降額設計。電路的前三級電容390 pF、470 pF和100 pF的耐壓分別為600 V、600 V和500 V，前三級電感500 nH、390 nH和500 nH的電流分別為4.3 A、4.4 A和4.3 A。

來自天線的信號里不僅有13.5 MHz的CDMA小信號，還有27.095 MHz的激活信號，該信號幅度很大，功率為25 W。如果不對27.095 MHz激活信號抑制處理，直接通過LNA，放大器將承受不住25 W的高功率信號，器件損壞。同時，接收機的模數轉換電路也會被27.095 MHz信號阻塞，CDMA信號不能正常解調解碼。因此必須對27.095 MHz信號進行抑制處理，另外，還需考慮對來自應答器信號4.5 MHz的抑制，防止4.5 MHz信號影響CDMA的解調解碼，高功率帶通濾波器達到這個目的，為保障后續放大器和模數轉換電路能有效處理工作帶內的CDMA信號。

高功率帶通濾波器和現有濾波器不同點：1）LC結構形式不同，電感和電容的數量和數值都不一樣；2）通帶（工作頻帶）定義不一樣；3）抑制頻點和抑制量定義不一樣；4）濾波器承受功率不同。

J101是信號輸入連接器，用的是MCX，J102是測試點連接器，信號從J101輸入，從J102處測試，分別接網絡分析儀的端口1和端口2。如果連接有大功率信號測試，需要在J102處先加至少30 dB衰減器測試是否有大功率信號泄漏。確定沒有后，再進行測試，防止損壞儀表。

3.2 測試驗證

單板生產加工后，在實驗室進行調試驗證，測試之前用校準件將網絡分析儀進行校準，然后將單板的輸入和輸出分別接網絡分析儀端口1和端口2進行測試。測試數據如圖4所示。

圖4 高功率帶通濾波器測試結果Fig.4 Test data of high power bandpass filter

3.3 高功率濾波器設計總結

從測試結果來看，11.05 ～16.05 MHz帶內插損最大為-2.772 4 dB，優于仿真結果-3.715 dB。帶外27.095 MHz處的抑制是-65.130 dB，優于仿真結果-62.033 dB。4.5 MHz處的抑制是-89.140 dB，優于仿真結果-74.908 dB。11.05～ 16.05 MHz工作帶內的端口駐波小于-11.861 dB，優于仿真結果-11.598 dB。

通過功率放大器輸出30 W功率，來驗證濾波器的高功率性能，通過連續高功率24 h加電運行，電路各項指標正常，測試結果與圖5、6一致。

以上所有測試指標均優于定義需求。本設計已滿足并成功應用于歐洲環線實際工程中。

4 低噪聲放大器的設計

4.1 兩種低噪聲放大器概述

LNA位于接收機鏈路的前端，在天線濾波器之后。其目的是放大由天線捕獲的非常微弱的信號，增大信號的信噪比，便于后續電路信號處理。為最大限度地提高接收機的靈敏度，LNA的噪聲值應該盡可能地低。

根據如圖5所示的系統指標分析，接收機采用兩種LNA組成的三級放大結構。可以采用兩種LNA型號的低噪放。這兩種LNA構成的三級放大結構可提供約60 dB的信號增益。

圖5 接收機系統指標分析Fig.5 Index analysis of receiver system

4.2 第一級及第三級LNA指標分析

這種使用E-PHEMT技術制作的寬帶放大器（1 MHz～1 GHz），可在一個廣泛的頻率范圍并提供極高的動態范圍和極低的噪聲系數。在工作頻段內其典型噪聲系數約1 dB，其增益指標約為24 dB，在線性度方面其輸出1 dB壓縮點可達22 dBm，因此可以用來做第一級和第三級放大器。此外，在較寬的頻率范圍內具有良好的輸入和輸出回波損耗特性。可以采用SOT-89封裝，具有很好的熱性能。第一種低噪聲放大器主要性能指標如圖6所示。

圖6 第一種低噪聲放大器主要性能指標Fig.6 Main performance indexes of the first low noise amplifier

4.3 第一級及第三級LNA電路設計

第一級和第三級LNA的外圍電路主要參考典型應用電路其輸入、輸出均為50 Ω寬帶匹配，因此其外圍電路只有簡單的濾波和隔直，射頻輸出端口同時也是DC電源端口，該電路采用+5 V供電，工作電流最大162 mA。

4.4 第二級LNA指標分析

采用InGaP HBT技術制作的寬帶微波放大器，在工作頻段內其增益為12 dB，噪聲系數4.5 dB，輸出1 dB，壓縮點為18 dBm。因其噪聲系數較大，只能用來做第二級放大器，它可以彌補兩級放大器結構的增益不足，而又不會過多地影響整個鏈路的噪聲和線性度性能。GALI-6+主要性能指標如圖7所示。

圖7 GALI-6+主要性能指標Fig.7 Main performance indexes of GALI-6+

4.5 第二級LNA電路設計

第二級LNA的外圍電路主要參考典型應用電路其輸入、輸出均為50 Ω寬帶匹配，因此其外圍電路只有簡單的濾波和隔直，射頻輸出端口同時也是DC電源端口，該電路采用+5 V供電，工作電流70 mA左右。

5 差分轉換電路設計

差分轉換電路可以采用現有的器件，實現單端到差分信號的轉變，但需要對其外圍電路進行仿真優化。差分轉換電路匹配仿真結果如圖8所示。

圖8 差分轉換電路匹配仿真結果Fig.8 Simulation results of differential conversion circuit matching

6 可行性分析結論

通過對高功率濾波器建模仿真和工程實現驗證，濾波器對帶外27.095 MHz處有足夠的抑制，并且能夠承受住來自發送板的高功率能量，達到設計目的。本文對低噪聲放大器的性能指標進行詳細論證，從系統的角度考慮低噪聲放大器噪聲系數和級聯增益，對相對適合的射頻器件技術進行闡述。本文對差分轉換匹配電路進行仿真優化，保證射頻信號與后續模擬數字轉換電路的良好匹配，因此，CDMA車載射頻系統的實現具有可行性。