不平衡電壓下交、直流混合微電網(wǎng)直流紋波抑制策略

田志慧， 趙興勇

（山西大學(xué) 電力與建筑學(xué)院， 山西 太原 030013）

0 引言

與交流微網(wǎng)和直流微網(wǎng)相比，交、直流混合微電網(wǎng)因其調(diào)度更加靈活、運(yùn)行更可靠、對(duì)可再生能源消納程度也更大， 將成為未來微電網(wǎng)的發(fā)展方向[1]。 但交、直流混合微電網(wǎng)直流電壓波動(dòng)，會(huì)造成直流側(cè)電壓母線失去穩(wěn)定， 影響負(fù)荷的穩(wěn)定運(yùn)行，觸發(fā)混合微電網(wǎng)的保護(hù)動(dòng)作[2]，[3]。

在交、直流混合微電網(wǎng)中，換流器交流側(cè)不平衡工況下，直流側(cè)含有直流分量，還含有2 倍頻分量[4]。 傳統(tǒng)針對(duì)直流側(cè)2 倍頻紋波抑制方法，主要是單純地從直流側(cè)或者交流側(cè)去解決，文獻(xiàn)[5]提出采用新型拓?fù)浜娇罩绷饔性礊V波器來對(duì)電網(wǎng)中直流紋波進(jìn)行抑制， 并取得了較好的效果。 文獻(xiàn)[6]提出了基于直流有源濾波器抑制直流紋波，并用阻抗分析法對(duì)直流有源濾波器進(jìn)行阻抗分析，揭示了其方法的可行性。 文獻(xiàn)[7]對(duì)傳統(tǒng)的DCAPF 進(jìn)行改進(jìn)，采用改進(jìn)的模糊自適應(yīng)PI 控制對(duì)直流紋波精確跟蹤，提升了DC-APF 對(duì)紋波的抑制效果。 以上文獻(xiàn)均是在直流側(cè)對(duì)直流紋波使用DC-APF 進(jìn)行抑制， 且研究方向逐步在控制層面進(jìn)行深入研究。 而對(duì)于在交流側(cè)抑制直流紋波的研究并不多，大部分研究均是以功率平穩(wěn)，或者以并網(wǎng)電流質(zhì)量為控制目標(biāo)，對(duì)換流器進(jìn)行控制。文獻(xiàn)[8]在不平衡電壓下，以功率及電流質(zhì)量為控制目標(biāo)，提出了一種靜止坐標(biāo)系控制策略，并驗(yàn)證了其可行性。 文獻(xiàn)[9]在電網(wǎng)電壓不平衡條件下，以系統(tǒng)輸出恒定有功功率為控制目標(biāo)， 并對(duì)并網(wǎng)電壓正負(fù)序進(jìn)行估計(jì)，計(jì)算出并網(wǎng)電流參考指令，實(shí)現(xiàn)了有功功率和并網(wǎng)電流在不平衡電壓下的恒定控制。 以上文獻(xiàn)均是以功率及并網(wǎng)電流質(zhì)量為控制目標(biāo)，而未考慮電壓不平衡對(duì)直流電壓的影響。文獻(xiàn)[10]在電網(wǎng)電壓不平衡情形下，將交流電網(wǎng)電壓、電流正、負(fù)序分離，并將其與采用正序分量相同的控制疊加到正序控制環(huán)中， 可以有效抑制直流2 倍頻紋波。 文獻(xiàn)[11]提出虛擬聯(lián)合諧波控制器， 其核心思路是在交流側(cè)使用換流器對(duì)諧波進(jìn)行補(bǔ)償，在直流側(cè)使用DC-APF 對(duì)直流紋波進(jìn)行協(xié)同控制。

本文在換流器抑制功率波動(dòng)的基礎(chǔ)上， 將其擴(kuò)展到直流側(cè)，通過直流電壓外環(huán)PI 控制生成有功、無功功率參考值，并對(duì)交流子網(wǎng)電壓及并入交流子網(wǎng)電流進(jìn)行正、負(fù)序分解，計(jì)算出功率2 倍頻分量為0 時(shí)的換流器正負(fù)序電流參考值， 并將負(fù)序分量按照正序分量相同的控制方式， 補(bǔ)償?shù)秸蚩刂浦校瑢?shí)現(xiàn)了負(fù)序分量補(bǔ)償?shù)目刂撇呗浴Ｔ趽Q流器直流側(cè)對(duì)傳統(tǒng)的DC-APF 進(jìn)行改進(jìn)， 采用QPR 控制來對(duì)直流電壓2 倍頻紋波精準(zhǔn)跟蹤。 整個(gè)系統(tǒng)采用直流電壓外環(huán)控制， 以負(fù)序分量補(bǔ)償控制策略作為直流電壓紋波一次抑制措施， 改進(jìn)的DC-APF 對(duì)直流電壓紋波進(jìn)行二次抑制，在交流子網(wǎng)不平衡的工況下， 使交直流兩側(cè)抑制系統(tǒng)協(xié)同運(yùn)行。 在Matlab/Simulink 平臺(tái)上仿真可知，使用交、 直流協(xié)同抑制策略直流子網(wǎng)電壓紋波含量能夠得到很好的抑制， 且同時(shí)也抑制了交流與直流子網(wǎng)傳輸?shù)挠泄β什▌?dòng)。

1 交、直流混合微電網(wǎng)模型

圖1 為交、直流混合微電網(wǎng)模型，此模型主要由直流子網(wǎng)、交流子網(wǎng)和換流器組成。 系統(tǒng)分布式電源經(jīng)DC/DC 換流器接入直流母線（DC bus），直流母線上接有直流負(fù)載和直流有源濾波器（DC-APF），直流子網(wǎng)經(jīng)換流器和LCL 濾波器與交流子網(wǎng)連接， 分布式電源經(jīng)過DC/AC 變換器接入交流子網(wǎng)，交流子網(wǎng)接有分布式電源和交流負(fù)載。

圖1 交、直流混合微電網(wǎng)模型Fig.1 AC/DC hybrid microgrid model

2 交、直流混合微電網(wǎng)換流器模型

圖2 為換流器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)， 直流子網(wǎng)通過三相全橋換流器，并經(jīng)LCL 濾波器濾除高次諧波后接入交流子網(wǎng)。其中：UDC，IDC，CDC分別為直流子網(wǎng)電壓、直流子網(wǎng)流入換流器電流、直流母線電容；Uk，i1k，Uck，i2k，Ugk分別為換流器輸出電壓、 流入濾波器電流、濾波電容電壓、流出濾波器電流、交流子 網(wǎng) 電 壓；L1k，L2k，Ck分 別 為 濾 波 器 換 流 器 側(cè) 電感、線路側(cè)電感、濾波電容；k=A，B，C。

圖2 換流器結(jié)構(gòu)圖Fig.2 The structure of converter

由圖2 可得dq 坐標(biāo)系下，換流器控制狀態(tài)方程為

式中：L1A=L1B=L1C=L1；L2A=L2B=L2C=L2；CA=CB=CC=C；i1d，i1q為換流器流入濾波器dq 軸電流；i2d，i2q為換流器流出濾波器dq 軸電流；Ud，Uq為換流器輸出dq 軸電壓；Ucd，Ucq為濾波器電容dq 軸電壓；Ugd，Ugq為交流子網(wǎng)dq 軸電壓；ω 為交流子網(wǎng)角頻率。

3 交流子網(wǎng)不平衡時(shí)對(duì)直流子網(wǎng)影響分析

交流子網(wǎng)不平衡的情形下，交流子網(wǎng)正、負(fù)序電壓經(jīng)過clark 變換，即可以得到交流子網(wǎng)電壓在αβ 靜止坐標(biāo)系下的正、負(fù)序分量：

式中：P0，Q0分別為有功直流分量和無功直流分量；P2（1），Q2（1）分 別 為 有 功、無 功 余 弦 分 量 幅 值；P2（2），Q2（2）分別為有功、無功正弦分量幅值。

由式（7）可知，在交流子網(wǎng)不平衡情形下，交流子網(wǎng)與直流子網(wǎng)傳輸功率有2 倍頻脈動(dòng)。 忽略換流器的功率損耗，有：

由式（6）可知，直流母線電壓有2 倍頻紋波。

4 負(fù)序分量補(bǔ)償抑制

4.1 正負(fù)序參考電流模型

根據(jù)式（7），可求得在抑制有功功率為控制目標(biāo)時(shí)，在dq 坐標(biāo)系下?lián)Q流器流入交流子網(wǎng)正負(fù)序的參考電流分別為

若不考慮換流器功率損耗， 且換流器功率因數(shù)為1，則換流器有功功率為

由式（9）可知，有功功率可以通過直流電壓的控制來實(shí)現(xiàn)，因此引入直流電壓外環(huán)，并通過PI控制構(gòu)成直流電壓閉環(huán)控制， 輸出量為有功功率參考值P0ref。

4.2 正負(fù)序分量分離方法

本文采用全通濾波器法分離正、負(fù)序。 首先，將不平衡的電壓、電流分量分解為正、負(fù)序分量，并移相90°，即：

再將不平衡分量X 乘以ρ， 再與不平衡分量加減即可得到正負(fù)序分量， 交流子網(wǎng)電壓和并入交流子網(wǎng)電流在αβ坐標(biāo)系下的分量為

4.3 負(fù)序分量補(bǔ)償抑制策略

在換流器交流側(cè)使用負(fù)序分量補(bǔ)償法， 具體控制如圖3 所示。

圖3 負(fù)序分量補(bǔ)償抑制策略圖Fig.3 The negative sequence component compensation and suppression strategy diagram

5 改進(jìn)的直流有源濾波器

直流有源濾波器的基本原理為轉(zhuǎn)移或補(bǔ)償直流母線功率，本文使用的直流有源濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4 所示。

圖4 改進(jìn)的DC-APF 原理圖Fig.4 The improved dc-apf schematic diagram

5.1 準(zhǔn)比例諧振控制器

由于比例積分（PI）控制器無法對(duì)正弦量進(jìn)行無靜差的控制，而比例諧振（PR）控制器是基于內(nèi)模原理的一種控制器， 可實(shí)現(xiàn)對(duì)正弦信號(hào)的無靜差跟蹤， 而QPR 不僅具有PR 控制器的優(yōu)點(diǎn)，且可以拓寬PR 控制器在增益處的帶寬， 本文將傳統(tǒng)的直流紋波分量δUDC控制由傳統(tǒng)的比例控制器，更改為QPR，其傳遞函數(shù)為

式中：Kp為比例系數(shù)；KR為諧振系數(shù)；ω0為諧振角頻率；ωc為截止頻率。

QPR 既保持了PR 在諧振頻率處增益高的優(yōu)點(diǎn)，又拓寬了高增益處的帶寬，所以在直流電壓紋波發(fā)生偏移時(shí)也能起到很好的跟蹤效果。

本文采用的QPR 參數(shù)：Kp=1，Kr=300，wc=8，w0=200 rad/s，其伯德圖如圖5 所示。

圖5 QPR 伯德圖Fig.5 QPR Bode diagram

6 仿真分析

本文在Matlab/Simulink 仿真試驗(yàn)平臺(tái)搭建交、直流混合微電網(wǎng)實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ停Ｐ蛥?shù)如表1 所示。

表1 交、直流混合微電網(wǎng)系統(tǒng)主要參數(shù)Table 1 main parameters of AC/DC hybrid microgrid system

本文的紋波系數(shù)為

式中：Uup為直流電壓波峰值；Ulow為直流電壓波谷值；Uaverage為直流電壓平均值；δU 為紋波系數(shù)。

6.1 仿真情形1

0.5 s，設(shè)置交流子網(wǎng)A，B，C 三相電壓分別為0.9，0.8，0.45 p.u.， 換流器傳輸?shù)挠泄β蕿?4.5 kW（以下仿真情形均設(shè)置三相不平衡電壓及有功功率， 換流器工作在整流模式換流器有功功率為負(fù)值，否則為正值）。系統(tǒng)未采取任何抑制策略，仿真波形如圖6 所示。

圖6 未加抑制策略波形圖Fig.6 Waveform of no suppression strategy

由圖6 可知， 未加任何抑制策略時(shí)直流電壓波動(dòng)幅值為10 V 左右， 直流電壓紋波系數(shù)δU 為1.43%， 在交流子網(wǎng)電壓不平衡時(shí)有功功率波動(dòng)幅值為3.29 kW。 直流電壓2 倍頻紋波通過換流器耦合到換流器交流側(cè)， 會(huì)在交流側(cè)產(chǎn)生3 次諧波， 進(jìn)而使并入交流子網(wǎng)電流畸變影響系統(tǒng)電能質(zhì)量。通過對(duì)并入交流子網(wǎng)電流進(jìn)行傅里葉分析，并入交流子網(wǎng)電流總諧波畸變率THD=9.96%。

6.2 仿真情形2

系統(tǒng)采用改進(jìn)的DC-APF 對(duì)直流電壓2 倍頻紋波進(jìn)行抑制， 在0.7 s 分別啟動(dòng)采用了PI 控制和QPR 控制的DC-APF 對(duì)直流電壓進(jìn)行抑制，結(jié)果如圖7 所示。

圖7 傳統(tǒng)與改進(jìn)的DC-APF 直流電壓、有功功率對(duì)比Fig.7 Comparison of DC voltage and active power waveform between traditional and improved DC-APF

由圖7 可知，DC-APF 在采用PI 控制時(shí)，直流電壓波動(dòng)幅值由10 V 降到6 V 左右，紋波系數(shù)δU 降為0.86%；DC-APF 在采用QPR 控制時(shí)直流電壓波動(dòng)幅值由10V 降到2 V 左右，紋波系數(shù)δU降為0.29%； 在使用傳統(tǒng)的DC-APF 和使用改進(jìn)的DC-APF 均會(huì)使有功功率波動(dòng)增加，有功功率波動(dòng)從原來的3.29 kW，增加到4.12 kW 左右。

6.3 仿真情形3

換流器使用負(fù)序補(bǔ)償抑制策略的仿真結(jié)果如圖8 所示。

圖8 采用負(fù)序分量補(bǔ)償抑制策略直流電壓、有功功率波形Fig.8 Waveform of DC voltage and active power with negative sequence component compensation and suppression strategy

由圖8 可知，在0.5 s 同時(shí)采用負(fù)序分量補(bǔ)償抑制策略，直流電壓波動(dòng)幅值從10 V 降為3 V 左右，直流紋波系數(shù)δU 降為0.43%；有功功率波動(dòng)從原來的3.29 kW，降到0.36 kW 左右。

6.4 仿真情形4

在系統(tǒng)交流側(cè)使用負(fù)序分量補(bǔ)償抑制策略，對(duì)直流電壓紋波進(jìn)行一次抑制； 在系統(tǒng)直流側(cè)使用改進(jìn)的DC-APF 作為直流紋波的二次抑制策略，對(duì)直流紋波進(jìn)行二次抑制，直流電壓、有功功率仿真波形如圖9 所示。

圖9 采用交直流協(xié)同抑制策略直流電壓波形圖Fig.9 Waveform of DC voltage and active power using AC /DC cooperative suppression strategy

在0.5 s 啟動(dòng)負(fù)序分量補(bǔ)償抑制策略作為直流電壓紋波一次抑制，直流電壓波動(dòng)幅值從10 V降到3 V， 有功功率波動(dòng)從3.29 kW 降為0.36 kW； 在0.7 s 使用改進(jìn)的DC-APF 作為直流電壓紋波二次抑制，直流電壓波動(dòng)幅值從3 V 降到0.5 V 左右，紋波系數(shù)δU 降為0.07%，直流電壓與交流子網(wǎng)平衡時(shí)基本一致， 有功功率波動(dòng)為0.38 kW 左右，有功功率波動(dòng)也能得到很好的抑制。

總諧波畸變量（THD）如圖10 所示。

圖10 并入交流子網(wǎng)電流波形圖Fig.10 Current waveform of merging into AC subnet

由圖10 可知，THD 由9.96%降為1.27%。

7 結(jié)論

本文提出了一種改進(jìn)的DC-APF 及交直流協(xié)同抑制策略，得出以下結(jié)論。①基于直流母線電壓二次紋波的交、直流協(xié)同抑制策略，負(fù)序分量補(bǔ)償抑制策略作為直流紋波一次抑制策略， 可以抑制直流紋波電壓， 本文控制策略作為直流紋波二次抑制， 能夠?qū)χ绷髂妇€電壓紋波再一次進(jìn)行抑制，使直流母線電壓更穩(wěn)定。 ②交、直流協(xié)同抑制策略使有功功率更加穩(wěn)定， 直流電壓紋波得到抑制，同時(shí)能夠改善流入交流子網(wǎng)電流質(zhì)量，使其諧波畸變更小。③本文控制策略優(yōu)于傳統(tǒng)控制策略，能夠精確追蹤直流電壓紋波， 使直流電壓波動(dòng)幅值更小。 ④所提抑制策略僅從控制層面對(duì)原有的設(shè)備進(jìn)行改進(jìn)，無需增加互感器等一次設(shè)備，換流器控制只需增加直流母線電壓信號(hào)， 使得直流電壓二次紋波治理成本更低。