基于無源可重構智能超表面的室內無線信號覆蓋增強

劉海霞，易浩，馬向進，樂舒瑤，孔旭東，馬培，曾宇鑫，李龍

（西安電子科技大學超高速電路設計與電磁兼容教育部重點實驗室，陜西 西安 710071）

0 引言

隨著社會經濟的發展和進步，移動通信的發展越來越快，連接無處不在，人們對高速無線通信的需求越來越高。5G 的關鍵技術包含毫米波、大規模多輸入多輸出（MIMO,multiple-in multiple-out）、智能設備等[1]。毫米波通信的到來帶來了更豐富的頻譜資源，同時也帶來了更多的難題和挑戰。毫米波通信具有容量大、傳輸質量高以及保密性強等優點，在物聯網通信中有非常廣闊的應用前景[2-3]。但是，電磁波在毫米波頻段主要以直達波的形式傳播，空間衰落快，在復雜的室內會造成傳輸損耗激增和通信空洞的現象，從而降低毫米波有源基站的信號覆蓋。雖然通過加載有源中繼[4-5]或者部署小型化基站的方法也能夠增強信號覆蓋，但是這種方法往往會帶來高額的成本、巨大的調控難度以及非必要的電磁能量泄露等。因此，如何降低通信系統的復雜度，同時開發出低功耗、低成本的盲區覆蓋與增強技術是當今研究人員迫切需要解決的問題。近年來，研究人員嘗試使用電磁超材料技術來解決這個問題，通過在環境中部署電磁超材料，并將其作為無源微基站，改變無線通信的電磁環境和信道鏈路，從而實現高效的無線信號能量利用。

人工電磁媒質也稱為電磁超材料，是一種天然材料所不具備的超常物理性質的人工復合結構或復合材料[6]。從本質上講，這是一種新穎的材料設計思想，通過在材料的關鍵物理尺度上的有序結構設計來突破某些表象自然規律的限制，從而獲得超常的材料功能。近年來，隨著認知無線電技術、微電子技術、計算機技術的發展，數字化技術被引入人工電磁媒質領域，以滿足人工超材料對環境變化和應用對象變化的適應性要求。Cui 等[7]最早在2014 年提出數字編碼超材料和現場可編程超材料的概念，并利用空間編碼0 和1 來表征超材料，從而與信息建立聯系。人工電磁超表面可實現對電磁波頻率、幅度、相位、極化以及波形等參數的綜合調控[8-9]。可重構技術通過加載電子器件或使用機械方法改變輻射源的輻射特性[10-11]，在同一輻射源中，天線的工作頻率、輻射方向圖和極化特性會根據外部需求靈活調整，這不僅提供了一種高效且受控的系統整理技術，而且滿足系統對應用對象和外部環境變化的適應性要求。基于人工電磁超材料、數字超材料和可重構超材料的研究，研究人員又將智能化的概念融入其中，使超材料具備環境自適應動態調整的能力，于是智能超材料技術應運而生。可重構智能超表面（RIS,reconfigurable intelligent metasurface）是一種新型人工電磁材料，與有源中繼放大信號不一樣，RIS 只是將入射波信號靈活調控到既定的區域，這樣既不會產生大的功耗，也不用引入新的信號源，使通信環境從物理層上增強了安全性，是IMT2030-6G 通信的核心技術之一[12]。

Li 等[13-15]首次提出了利用反射超表面進行無線通信的盲區覆蓋工作，設計了由一個交叉偶極子陣列和一個印刷在介質襯底兩側的方環頻率選擇表面（FSS,frequency selective surface）組成的頻率選擇反射面（FSR,frequency selective reflector），并將FSR 應用于室外墻面裝置和寬帶碼分多址系統以消除基站和移動用戶之間的通信盲區。通過實際鏈路計算分析，證明了FSR 在改善移動通信城市電波環境、消除通信盲區方面的有效性。Wu 等[16]提出RIS 技術可以通過重新配置信號傳播進而提高網絡性能。通過部署RIS，協助從一個接入點（AP,access point）到一個用戶的通信。因此，用戶同時接收到直接從AP 發送的信號和RIS 反射的信號。通過聯合優化AP 的發射波束成形和RIS 的反射波束成形，使用戶接收的總信號功率最大。Nemati 等[17]通過隨機幾何學研究RIS 輔助的大型毫米波蜂窩網絡的覆蓋范圍，提出采用大規模RIS 調控主波束方向來提升5G 毫米波的通信覆蓋范圍的方案，結果表明，部署可重構智能超表面能夠增強毫米波的覆蓋。Lu等[18]提出在室內建筑常見的T 形和L 形走廊中可以利用無源反射陣完成室內毫米波的盲區覆蓋，加載無源反射陣前后盲區信號可提高15 dB 左右。

RIS 無線通信系統工作示意如圖1 所示。RIS通過提供額外的視線線路（LOS,line of sight）鏈接來增加用戶接收到的信號功率，通過共同優化AP與用戶形成的直接鏈路和AP-RIS-用戶形成的間接鏈路，最大限度地提高用戶接收到的信號功率。從上述分析可知，RIS 在無線通信應用中具有巨大潛力，但是RIS 為了實現實時波束可調，仍然需要加載大量有源器件，會導致成本和功耗的增加。為了解決這一問題，本文提出一種無源RIS，不僅保留RIS 的優勢，還具有低成本、低功耗、低復雜度的優點。為了驗證無源RIS 在實際情況下對室內盲區信號覆蓋的有效性，本文先采用無源RIS 進行室內盲區覆蓋實驗，證實無源微帶反射超表面在實際使用的可行性，再采用無源RIS 對毫米波盲區可重構覆蓋進行驗證。

圖1 RIS 無線通信系統工作示意

本文的主要內容如下。首先，從微帶反射陣工作原理入手，設計一種基于比特量化原理的無源RIS，通過無源編碼和拼接原理實現RIS 可重構特性，既能保留無源反射陣的低成本優勢，又能在一定程度上實現RIS 口徑和波束同時可重構，滿足不同場景的應用需求。其次，構建無線通信場景研究無線信號的傳輸盲區增強問題，通過設計和部署無源微帶反射超表面，在所構建場景中進行測試來驗證無源RIS 在無線信號覆蓋盲區增強方面的能力，并說明無源RIS 在盲區覆蓋實際應用中的有效性。最后，在上述實驗以及理論基礎上設計針對常見L形走廊的無源RIS，進一步對場景進行建模仿真，設計雙層十字交叉振子無源RIS，驗證無源RIS 在毫米波無線信號覆蓋盲區增強方面的效果。

1 RIS 的設計原理

1.1 反射超表面工作原理

反射超表面由人工反射超表面單元結構按照一定規則排布形成。在介質板的上表面蝕刻超表面單元，下表面覆蓋金屬，就構成了典型的反射單元。反射超表面具有高增益、低剖面以及設計簡便等優點。反射超表面的工作原理如圖2 所示。當饋源發出的入射波照射到反射超表面的單元時，各個單元接收入射波并經過特定的相位時延后形成再次輻射。由于從饋源到各個反射超表面單元的傳播路徑不同，所造成的空間相位時延也不同，因此會造成再次輻射時的方向圖紛繁不同。為了在遠場形成良好的預定主波束輻射方向圖，基于陣列天線基本理論，各個單元需要對空間中的不同相位時延進行補償，從而得到特定需求方向上的相位同相疊加，產生特定波束。通過調節反射超表面單元的尺寸和相對旋轉角度等參數，可以調節反射超表面口徑面上的相位分布，使各個單元處的入射波得到對應的相位補償，從而產生預定的主波束。

圖2 反射超表面的工作原理

M×N的反射超表面形成預定主波束的關鍵在于各個單元補償相位的計算，正確的補償相位將會在預定方向形成高增益或特定成形的主波束。如圖2 所示，假設超表面單元處于z=0的平面上，口徑面上的第i行第j列的單元中心坐標為(xi ,yj,0)，其與原點的相對位置為；饋源中心坐標為(xf,yf,zf)，其與原點的相對位置為因此反射電場的計算式為

其中，A為超表面的單元輻射方向圖函數，F為饋源的方向圖函數，φR為每個單元的補償相位，為天線的主波束方向。當反射波束指向為（θ0,φ0）時，總的傳播路徑之差Δl可表示為

那么Δl對應的相位時延φl可表示為

其中，n為大于或等于0 的整數，最終得到每個單元的補償相位φR為

1.2 無源RIS 設計理論

1.2.1可重構反射超表面相位量化原理

反射超表面中提出了補償相位，通過調整單元尺寸改變單元反射相位，從而對空間中的出射電磁波實現相位補償，可實現經典的筆形波束出射。普通的反射超表面雖然可以提供筆形波束出射，但是不能實現實時的波束調控，因此可重構反射超表面應運而生。基于反射超表面的補償相位特征，研究者提出相位量化原理。平面反射超表面中每一個反射單元的相位都是連續變化的，由式(5)可以算出微帶反射陣中每一個單元需要補償的相位，通過在單元表面加載N個電控元件，可以得到2N個相位，即實現Nbit。對于1 bit 相位量化，只有0°和180°這2 個相位，通過式(6)可以完成相位量化。

基于1 bit 相位量化技術，相位量化可以從1 bit擴展到2 bit，甚至更多，相位量化的比特越多，意味著精度越高，這就需要產生更大的自由度來控制電磁波。但是隨著比特數的增多，直流偏置控制電路的復雜度以及成本也會隨之上升，對于不同場景，需要綜合考慮。

1.2.2基于比特相位量化的無源可拼接超表面設計理論

對于波束在方位面指向為θa的平面反射超表面，超表面上各單元的相位梯度pg為

對于平面波激勵的筆形波束或成形波束，由式(7)可知，波束指向θa由相位梯度pg決定。假設有2 種具有不同相位梯度的子陣，分別用1 bit 相位量化原理中的數字符號0 和1 表示，其中，0 的相位梯度為，波束指向為θa0；1 的相位梯度為pg1，波束指向為θa1。根據插值理論，利用若干0 和1 的組合可以得到等效相位梯度pgi的陣列，其中，pgi的變化范圍為[pg0,pg1]。由于等效相位梯度pgi發生變化，波束指向θai理論上可以得到[θa0,θa1]范圍內的任意值。為了確定波束指向為θai的子陣拼接方式，本文提出平均相位梯度原則。假設陣列由M個子陣0 和N個子陣1 構成，那么陣列可以記為行向量V，V中包含N個元素0 和M個元素1。拼接后陣列的總移相量為ψall

平均相位梯度定義為

其中，L(V) 為陣列沿方位向的物理長度。要使波束指向為θai，需根據式(10)和式(11)使逼近誤差ε足夠小，則可以認為通過M個子陣0 和N個子陣1構造陣列V使波束指向期望值θai。

需要注意的是，由式(11)可知，如果存在解M0和N0，那么一定存在解kM0和kN0，因此規定取最小值時的向量V為最小向量Vmin。為了滿足周期性原則，V由K個Vmin拼接而成

對于最小向量Vmin，當M0＞1 和N0＞1 時，Vmin具有多種0 和1 的排列組合方式。取K=2，通過陣列方向圖公式計算理論方向圖，選取波束指向誤差以及副瓣最小的組合方式。通過無源子陣拼接方式，取一個周期內的陣元為子陣，通過拼接多個子陣，可以使超表面陣列擴展至任意期望口徑，同時保持相位梯度和波束指向不變。因此，這種無源RIS技術不但具有RIS 的可重構和智能化功能，即可以根據外部環境的變化實時拼接超表面陣列，從而實現可重構的陣列口徑、可重構的波束指向和可重構的波束成形，而且是完全無源的設計，可進行大規模實施，具有低成本、低功耗、低復雜度的優點。

2 基于無源RIS 的室內無線信號覆蓋

2.1 基于無源RIS 的室內盲區覆蓋方案

本文采用常用的5.8 GHz Wi-Fi 信號來驗證基于無源RIS 的室內通信盲區覆蓋實驗。采用無線電波傳播與無線網絡規劃領域內的標準軟件工具WinProp 對復雜的室內場景進行建模分析，在此基礎上設計無源RIS 并加工測試，實地測試架設超表面前后室內無線信號功率分布，以此驗證無源RIS對室內信號盲區覆蓋的有效性。

2.1.1室內場景建模與分析

復雜室內場景下的無線通信有多徑傳播[19]的特征。這些場景中的主要傳播除了直射外，還包括建筑物墻壁上的多次反射以及繞射。本文采用Winprop 構建室內場景模型，仿真對比加載無源RIS前后室內Wi-Fi 信號功率覆蓋情況。一般情況下，建筑材料不同、厚度不同以及信號頻率不同，傳輸損耗也不同。根據實際場景的材料尺寸構建3D 模型，將建好的3D 模型導入Winprop 中進行信號傳播仿真。Winprop 軟件采用的傳播模型需要考慮建模對象的3D 數據，并在三維環境中計算，通過一致性繞射理論、反射的菲涅尓系數以及經驗相互作用模型來計算沿射線的路徑損失。根據環境不同、工作頻率不同，需要在Winprop 中選擇不同模式的傳播模型進行仿真分析。

經驗傳播模型示意如圖3 所示，其根據收集的部分特征數據和路徑損耗公式，預測信號功率分布情況。這種模型的優點是簡單快速，多數應用在大型的室外環境下，可以進行快速有效的大范圍信號傳播分布預測，計算發射源到接收點的直線路徑損耗，從而預測整個區域的信號功率分布。經驗模型也會針對環境變化加入不同的環境特征，例如森林植被密度、樓層墻體數目等。但是由于通信區域劃分得越來越小，各個通信環境之間的相似性越來越低，需要針對特定區域進行精確的電波預測模型，例如，室內住宅中墻體障礙物分布沒有規律，也沒有統一度量單位，經驗傳播模型并不適用于預測所有場景的信號分布。

圖3 經驗傳播模型示意

射線追蹤模型示意[20]如圖4 所示。這種模型是一種確定性建模方法。首先，根據障礙物分布特點，運用幾何光學理論、一致性繞射理論將輻射源發出的信號等效為射線；然后，對每條射線進行路徑跟蹤，在遇到散射體時按反射、繞射或散射等物理機制進行電磁場計算；最后，在接收點處將各個到達的射線綜合，定量計算出信號到達接收點的幅度、時延以及瞬時相位，從而實現精準的傳播預測[19]。射線追蹤模型可以有效克服經驗傳播模型的局限性，根據具體環境特征，其將對目標區域信號強度有所貢獻的直射射線、反射射線以及繞射射線等綜合疊加，是一種精度較高的信號傳播模型。

圖4 射線追蹤模型示意

當頻率較高時，電磁波特性與光特性相似，采用射線追蹤模型將數百條射線綜合疊加更符合信號傳播的實際情況。當頻率較低時，在Wi-Fi 頻段（5.8 GHz和2.4 GHz），數百條射線中的2～3 條射線就貢獻了90%以上的信號功率，這種情況下只需疊加這些主導路徑射線功率強度就能達到較高精度。對于無線電覆蓋的預測，分析室內Wi-Fi 信號覆蓋時可以選擇采用主導路徑模型（DPM,dominant path model）。

室內無線信號功率分布和射線尋跡如圖5 所示。在DPM 下，選定室內住宅場景對室內Wi-Fi信號分布進行分析。路由器等效為一個輻射源，放置在圖5 中所示位置，設置發射功率為20 dBm。當區域信號功率強度大于-80 dBm 時，用戶可以接收到Wi-Fi 信號，其中A 房間與B 房間信號功率強度已經低于-80 dBm，無法正常接收Wi-Fi 信號，屬于通信網絡的盲區。由圖5 可知，A 房間與B 房間無法接收到信號源的直接信號，這是因為信號源發出的信號經過數次折射或反射到達A房間與B房間時已經非常微弱，難以正常接收。

圖5 室內無線信號功率分布和射線尋跡

為了驗證仿真的正確性，對該場景下的實際Wi-Fi 信號分布進行采樣測試，如圖6(a)所示，其中，Site 表示輻射源位置。由圖6(a)可知，實際Wi-Fi 信號分布與仿真基本一致。實測信號功率分布與仿真相比最大差值不超過5 dBm，這是由Wi-Fi 信號波動以及實際住宅內堆砌的家具雜物等導致的，如圖6(b)所示，由此可見采用DPM 仿真的有效性。

圖6 室內無線信號實測與仿真信號功率對比

基于上述室內Wi-Fi 信號覆蓋情況，由圖5 可知，A 房間與 B 房間處于非視距（NLOS,non-line-of-sight）區域，無法直接接收到路由器的信號，信號覆蓋所要求的最低功率為-75 dBm。因此，可通過安裝反射超表面來實現Wi-Fi 信號定向覆蓋增強。如圖7 所示，通過合理設置反射超表面的位置以及口徑大小，將信號源部分信號按照一定角度θre反射到非視距區域，從而消除覆蓋盲區。

圖7 反射超表面在室內場景的布置示意

針對圖7 中的輻射源位置，設定無源RIS，如圖7 中白色區域所示，距離輻射源Site12.2 m。采用等效源模型，在Winprop 中輻射源設置通過導入天線輻射方向圖并設置輸入功率或者等效全向輻射功率（EIRP,equivalent isotropica radiated power）實現。反射超表面作為等效輻射源的等效EIRP 可表示為

其中，RCSA(θ,φ)表示天線RCS 方向圖，TBS_EIRP表示信號源發射功率，d表示信號源到超表面的距離。采用等效輻射源模式，設置反射超表面的EIRP并導入Wi-Fi 天線輻射方向圖。為了同時增強A 房間與B 房間的整體Wi-Fi 信號功率，將無源RIS 放置在不同位置進行對比分析。這種應用也可以等效于采用不同的子陣拼接來實現波束方向的可重構控制。

圖8為反射超表面安裝在不同位置時的信號功率分布對比。以圖8(c)為例，在主客廳墻面上安裝一個無源RIS，信號源距超表面的距離為2.2 m，無源超表面將部分信號反射到NLOS 區域，可使盲區信號功率提升。為了滿足信號覆蓋所要求的最低功率為-75 dBm，由式(13)可知，無源RIS 陣列的方向性需達到26 dB 以上。為了進一步驗證室內Wi-Fi 信號覆蓋方案的有效性，對反射超表面陣列進行加工實測。

圖8 反射超表面安裝在不同位置時的信號功率分布對比

2.1.2無源RIS 的設計與實測

基于1.1 節中的平面反射超表面的工作原理，設計無源RIS 單元和陣列如圖9 所示。本文采用改進型的十字結構作為反射超表面的單元，這種結構通過引入多諧振模式，相移范圍大，頻點之間反射相位曲線平行度較高，比較適用于寬帶工作。在高頻結構仿真軟件（HFSS,high frequency structure simulator）中建立的反射單元模型結構如圖9(a)所示，通過內部十字的尺寸控制相移，仿真得到的反射相位曲線如圖9(b)所示。由圖9(b)可知，相移范圍大于350°。

圖9 無源RIS 單元和陣列

實際場景應用時，信號源距離超表面陣列為2.2 m，入射信號以平面波入射，工作頻率為5.8 GHz。因此，設計平面波入射情況下口徑為476 mm×442 mm 的無源RIS 陣列，如圖10 所示。RIS 的入射角為47°，要求反射主波束方向為4°，方向性系數為29.4 dBi，超表面的輻射方向圖特性如圖11 所示，滿足設計要求。

圖10 無源RIS 陣列

圖11 超表面的輻射方向圖特性

在微波暗室中對該無源RIS 進行測試，測試場景如圖12 所示。在微波暗室中進行測試時，采用喇叭饋源入射作為驗證，饋源喇叭離陣面40 cm，將喇叭作為輻射源，并與實際測試結果對比，結果如圖13 所示。由圖13 可知，仿真與測試結果吻合良好，其性能滿足設計要求。

圖12 無源RIS 微波暗室測試場景

圖13 無源RIS 輻射方向圖實測與仿真結果對比

進一步驗證基于無源RIS 室內盲區覆蓋方案的有效性，對上述Winprop 中加載無源反射面的室內盲區覆蓋仿真內容進行實際測試，驗證實際場景中加載無源RIS 前后無線信號功率分布變化是否與仿真結果一致。按照圖14 所示采樣路徑，采用工作在5.8 GHz 的標準增益喇叭天線作為發射器和接收器，發射端采用線纜將信號發生器連接發射喇叭作為信號發射源，接收端采用線纜將接收喇叭連接頻譜分析儀記錄接收信號。仿真中設置的信號源發射信號功率為20 dBm，但考慮到喇叭增益以及線纜損耗，實際設置的信號發生器的發射功率為

圖14 測試路徑

其中，Tx-EIRP=20 dBm 為發射端的發射功率，PS為信號源輸出功率，PG為發射喇叭的增益，Lloss1為發射端的線纜1 的損耗。信號覆蓋所要求的最低功率為-75 dBm。

測試場景如圖15 所示。收集采樣點信號功率，對比喇叭作為發射源時Winprop 仿真結果，實測加載無源RIS 前后采樣點信號功率與仿真結果基本一致，部分采樣點實測與仿真結果有差異，但最大差異不超過3 dBm，如圖16 所示。從圖16 可以看出，采樣點靠近信號源（采樣點1～采樣點6）時信號提升3～5 dBm，這是因為采樣點靠近信號源，接收到的主要是信號源的直接信號；采樣點遠離信號源（采樣點7～采樣點13）進入NLOS 區時，信號功率提升10～13 dBm，這時從信號源直接接收到的信號減弱，從RIS 反射過來的信號成為接收信號的主導信號。在A 房間與B 房間內進行采樣時，信號功率有15～23 dBm 的大幅度提升，由于B 房間距離源有5 道墻，A 房間在住宅角落處，因此發射源的信號難以直接進入這2 個房間，接收到的信號主要由反射陣表面反射。從仿真和實測結果可以看到，在室內環境中，加載無源RIS，可以有效調控無線通信的信道，消除通信盲區。

圖15 測試場景

圖16 加載無源RIS 前后采樣點信號功率

2.2 基于無源RIS 的毫米波室內盲區覆蓋方案

由2.1 節實驗可知，無源反射面可以有效調控無線信號的室內盲區覆蓋，這不僅說明了無源RIS 在實際室內無線通信應用中的有效性，也說明了無源RIS在無線信號的盲區覆蓋中的可行性，此外，Winprop的室內信號分布仿真與實際吻合度較好，因此本節采用Winprop 對基于無源RIS 的毫米波室內盲區覆蓋增強實驗進行仿真分析，在典型L 形走廊場景中，驗證無源RIS 的毫米波室內盲區覆蓋增強效果。

2.2.1場景建模與分析

本文以室內典型的L 形走廊場景為例，在實際的L 形走廊通信場景中，由自身的毫米波有源基站發出的電波受到傳輸損耗與遮擋效應，往往無法覆蓋整個走廊，從而形成通信盲區。為了解決這種問題，可以采用無源RIS 接收有源基站的來波，并以不同的角度反射到走廊中，通過增加直射路徑來有效覆蓋原先的通信盲區，如圖17 所示。

圖17 L 形走廊毫米波通信補盲場景射線循跡示意

2.2.2無源RIS 可拼接設計

針對實際樓層中最常見的L 形走廊場景進行建模，實際走廊場景如圖18 所示。走廊寬度為2.07 m，高度為3.8 m，長度為33.7 m。為了使大多數L 形走廊實現盲區覆蓋，設定無源RIS 可實現的波束重構范圍滿足[40°,60 °]。

圖18 實際走廊場景

無源RIS 由具有不同相位梯度的2 種子陣組成，采用比特概念用0 表示指向為方位面θa0的均勻相位梯度子陣，用1 表示指向為方位面 1aθ的均勻相位梯度子陣。子陣各單元沿方位面的相位變化范圍剛好為一個相位周期，即從第一個陣元到下一周期的第一個陣元的相位變化為2π，子陣各單元沿俯仰方向相位變化為0，即各單元沿俯仰向保持相同。根據平均相位梯度原理，將MS個子陣0 與NS個子陣1 進行有序排列，組成反射陣陣列中最小周期行向量Vmin，其中，MS和NS是大于或等于0 的整數。為了使該最小周期行向量Vmin在頻率為f時主波束指向為θ，根據具體應用場景，以最小周期行向量Vmin為單位分別在陣列的俯仰面和方位面進行擴展，達到重構超表面口徑的目的。改變子陣排列順序可以使面陣的方位面波束指向θ在[θa0,θa1]變化，從而達到重構波束指向的目的。為了使RIS 的重構波束指向變化范圍滿足[40°,60°]，子陣0 和1 的波束指向應分別選擇在40°和60°附近。綜上所述，最終設計中心工作頻率為28 GHz 時，反射波束指向θa1=41.7°的子陣0，反射波束指向θa2=62°的子陣1。無源RIS 子陣0 和1 的參數如表1 所示。

表1 無源RIS 子陣0 和1 的參數

無源RIS 子陣單元采用雙層十字交叉振子，單元結構如圖19 所示。單元設計中心頻率為28 GHz，單元周期為4 mm，子陣結構如圖20 所示。

圖19 無源RIS 單元結構

圖20 無源RIS 子陣0 和子陣1 的可拼接結構

為了驗證無源RIS 能否實現波束可重構，設計陣列波束指向為45°。由式(11)可知，當4 個子陣0與一個子陣1 組成最小行向量Vmin時，通過陣列天線方向圖理論和平均相位梯度原理計算Vmin的理論波束指向如圖21 所示。由圖21 可知，5 種排列方式的最大誤差ε′=0.6°，在毫米波通信補盲應用中，盲區主要靠無源RIS 主波束的多次反射進行覆蓋，因此這個誤差不會影響補盲效果。將5 種排列方式進行對比，綜合考慮波束指向和副瓣電平，選取Vmin=[0 0 0 10]，Vmin方向圖的理論計算結果和全波仿真結果吻合良好。

圖21 波束指向為45°時的理論波束指向

為了進一步驗證平均相位梯度原則估算波束指向的有效性，表2 給出了5 組不同向量V波束指向的理論計算結果和全波仿真結果。這5 組向量V的波束指向理論值分別為41.7°、44.8°、49.3°、56°、62.3°，基本能滿足[40°,60°]的波束指向可重構范圍。從表2 中可以看出，理論計算結果與HFSS仿真結果的最大偏差僅為0.3°。因此，對于圖20所示子陣，利用平均相位梯度原則可有效估算可拼接陣列的波束指向。

表2 5 組不同向量V 波束指向的理論計算結果和全波仿真結果

基于2.2.1 節的L 形走廊模型，通過對比計算之后選擇加載波束指向為 45°的無源 RIS。在WinProp 中分別對未加載無源RIS 以及加載無源RIS 的情況進行仿真分析，用喇叭模擬基站入射的情況，其信號功率分布如圖22 所示。設定信號覆蓋所要求的最低功率為-90 dBm，在未加載無源RIS 時，信號不能完整覆蓋走廊，盲區約為25 m；在加載無源RIS 后，走廊的信號覆蓋功率均大于-90 dBm，說明加載無源RIS 對盲區覆蓋有效。針對不同長度的走廊和不同類型的室內場景，可根據具體場景改變無源RIS 子陣排布方式，即可實現不同區域信號覆蓋，本文只需設計2 種通用型的超表面子陣即可覆蓋用戶所有需求，還可應用到無線攜能通信系統[21-22]，對無源RIS 低成本和低碳應用具有重要意義。

圖22 未加載無源RIS 以及加載無源RIS 的信號功率分布

3 結束語

本文提出了基于無源RIS 在室內無線通信盲區覆蓋和信號增強的應用研究。首先闡述了RIS 技術的主要技術手段以及應用場景。通過對現有研究的調研發現，RIS 技術在硬件研究以及算法實現上都有較大突破，但是在實際應用中，有源RIS 陣面上集成的大量PIN 二極管或變容二極管等器件使其成本和功耗增加、產生非線性效應等，這為RIS 系統進一步實際落地帶來新的問題和挑戰。為了既保留RIS 波束可調等優勢，又保證低成本、低功耗、低復雜度的優點，本文提出一種基于比特量化原理的可拼接無源RIS。為了驗證這種無源RIS 在實際盲區覆蓋應用的可行性，首先采用無源RIS 對典型室內區域進行定向覆蓋實驗，在仿真基礎上制作實物并測試超表面對實際室內的無線信號覆蓋效果。在驗證了無源RIS 在室內信號覆蓋中的有效性后，設計了基于比特量化技術的無源RIS。通過仿真和實測結果表明，無源RIS 可通過子陣拼接的方式實現超表面陣列口徑可重構、反射波束方向可重構，以及波束成形可重構等特性，從而實現無線信道的可重構。同時，在典型的L 形走廊模型中進行了加載毫米波無源RIS 前后的仿真實驗對比，從結果可以看出，無源RIS 在室內對無線信號覆蓋的增強效果顯著，這為RIS 在5G/6G 無線通信中的應用奠定了堅實的基礎。