多相堆疊交錯(cuò)并聯(lián)制氫變換器控制策略與特性分析

張 理 韓民曉 范溢文

多相堆疊交錯(cuò)并聯(lián)制氫變換器控制策略與特性分析

張 理 韓民曉 范溢文

（華北電力大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院 北京 102206）

制氫變換器的效率和輸出紋波等指標(biāo)在氫能應(yīng)用中至關(guān)重要。多相交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器（MPIBC）輸出紋波的減小需要以增加并聯(lián)支路、開關(guān)頻率和濾波電感為代價(jià)，這將導(dǎo)致成本和損耗的提高。為此該文提出多相堆疊交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器（MPSIBC），MPSIBC在MPIBC基礎(chǔ)上增加紋波補(bǔ)償并聯(lián)支路。補(bǔ)償支路采用具有補(bǔ)償特性的PWM控制，輸出交流電流與MPIBC輸出電流紋波波形互補(bǔ)。MPSIBC利用輸出補(bǔ)償思想使得變換器輸出紋波的消除不依賴開關(guān)頻率等因素。該文從理論上對(duì)MPSIBC拓?fù)浜图y波補(bǔ)償原理進(jìn)行了分析，并通過PSIM仿真和實(shí)驗(yàn)進(jìn)行了驗(yàn)證，結(jié)果表明MPSIBC具有顯著紋波抑制效果的同時(shí)可有效降低開關(guān)頻率和濾波電感。

制氫變換器 堆疊交錯(cuò)并聯(lián)Buck 輸出紋波 效率

0 引言

近年來隨著我國能源轉(zhuǎn)型的推進(jìn)，全國風(fēng)電機(jī)和光伏等可再生能源裝機(jī)容量持續(xù)增長(zhǎng)，高比例可再生能源的消納問題日漸突出[1]。儲(chǔ)能技術(shù)不僅能有效緩解可再生能源的消納問題，還可保證可再生能源的供電可靠性[2-3]。氫作為高效能源載體，被認(rèn)為是未來可持續(xù)發(fā)展的重要儲(chǔ)能方式之一[4]，氫與可再生能源的結(jié)合受到越來越多的關(guān)注[5-6]。

可再生能源制氫系統(tǒng)如圖1所示，電解槽為產(chǎn)氫設(shè)備，需要小電壓大電流的直流供電[7]。制氫變換器為電解槽供電，其需要滿足高效率、高容錯(cuò)性、高降壓轉(zhuǎn)換比、低紋波和低成本等要求[8-10]。

圖1 可再生能源制氫系統(tǒng)

傳統(tǒng)Buck變換器在大電流應(yīng)用中存在降壓比不高、效率低等諸多問題。為提高傳統(tǒng)Buck變換器降壓比，文獻(xiàn)[11]采用二次Buck變換器，使用全控開關(guān)器件級(jí)聯(lián)兩個(gè)Buck變換器。文獻(xiàn)[12]提出抽頭電感Buck變換器，通過調(diào)節(jié)抽頭電感的一次側(cè)與二次側(cè)的匝數(shù)比，獲得更高的降壓比。不局限于Buck拓?fù)洌陙砀綦x型DC-DC降壓變換器得到廣泛關(guān)注[13]，其利用高頻變壓器可實(shí)現(xiàn)高降壓比。

然而高頻變換器的效率問題較為關(guān)鍵，文獻(xiàn)[14]使用LLC諧振方式，在變壓器一次側(cè)加入電感和電容組合諧振電路，借助軟開關(guān)技術(shù)提高效率。但值得注意的是，軟開關(guān)電路通常采用MOSFET，電路功率等級(jí)受限。制氫大電流應(yīng)用中，開關(guān)器件將使用大功率IGBT，而普通的IGBT受物理極限和導(dǎo)通死區(qū)的制約，其開關(guān)頻率一般不超過20kHz，因此通常不采用軟開關(guān)技術(shù)。

制氫變換器除降壓比、效率等指標(biāo)外，輸出紋波指標(biāo)也極為重要。文獻(xiàn)[15-16]分別對(duì)堿性和質(zhì)子交換膜（Polymer Electrolyte Membrane, PEM）電解槽進(jìn)行了紋波實(shí)驗(yàn)，結(jié)論為制氫變換器輸出的電流紋波會(huì)降低電解槽的制氫效率。此外，紋波帶來電流沖擊將損壞電解槽內(nèi)部，縮短電解槽的使用壽命，因此需盡可能降低制氫變換器的電流紋波[17]。

目前，多相交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器（Multi-Phase Interleaved Buck Converter, MPIBC）較適合用于大電流場(chǎng)合[18-21]，其通過移相交錯(cuò)導(dǎo)通的方式，可減小輸出電流紋波，但較好的電流紋波抑制效果需依賴并聯(lián)支路數(shù)、開關(guān)頻率和濾波電感，這將導(dǎo)致?lián)p耗和成本的增加。文獻(xiàn)[22-24]采用交錯(cuò)并聯(lián)磁集成Buck變換器，通過電感耦合的方式來提高實(shí)際電感的等效感值，可有效降低變換器中的電感，但等效感值提升有限，且開關(guān)頻率較高。

本文提出多相堆疊交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器（Multi-Phase Stacked Interleaved Buck Converter, MPSIBC），旨在消除輸出電流紋波的同時(shí)可有效降低開關(guān)頻率和濾波電感。MPSIBC在MPIBC基礎(chǔ)上增加紋波補(bǔ)償并聯(lián)支路，利用輸出補(bǔ)償思想使得變換器輸出紋波的消除不依賴開關(guān)頻率等因素。本文首先介紹MPSIBC拓?fù)浜涂刂品绞剑⒔o出拓?fù)鋮?shù)計(jì)算公式；其次以四相堆疊交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器（4-Phase Stacked Interleaved Buck Converter, 4PSIBC）為例對(duì)變換器輸出紋波公式進(jìn)行數(shù)學(xué)推導(dǎo)，對(duì)變換器的效率進(jìn)行理論分析；然后通過PSIM仿真驗(yàn)證變換器的輸出紋波、效率和容錯(cuò)性；最后通過400W樣機(jī)實(shí)驗(yàn)完成對(duì)理論和仿真的驗(yàn)證。

1 MPSIBC拓?fù)浞治?/h2>

1.1 變換器拓?fù)浜涂刂品绞?/h3>

MPIBC拓?fù)淙鐖D2a所示，該拓?fù)錇閭€(gè)Buck電路并聯(lián)，各并聯(lián)Buck電路采用相同的開關(guān)頻率，但導(dǎo)通時(shí)刻依次相差1/個(gè)開關(guān)周期。本文提出的MPSIBC拓?fù)淙鐖D2b所示，該拓?fù)湓贛PIBC基礎(chǔ)上增加了一個(gè)電容S，不失一般性，以第一相支路串聯(lián)電容S為例，該支路通過一定的控制策略可對(duì)輸出紋波進(jìn)行補(bǔ)償。SD1、SP1、SP2、…、SPn為IGBT模塊，VDP2、VDP3、…、VDPn為續(xù)流二極管，P1、P2、…、Pn為濾波電感，S、P為變換器電容。

電路中SP1、SD1、P1所在的第一相支路由于增加了電容S，該支路的功能從原來的功率傳輸變?yōu)榧y波補(bǔ)償，因此本文將該支路稱為紋波補(bǔ)償支路，其中S起分壓和隔直流的作用。其余IGBT模塊、二極管及電感構(gòu)成功率支路，用于功率傳輸，其中SP2、VDP2、P2構(gòu)成第二相支路，依此類推，SPn、VDPn、Pn構(gòu)成第相支路。

圖2 MPIBC和MPSIBC拓?fù)鋵?duì)比

圖3為MPSIBC控制框圖，其中以第二相支路PWM控制信號(hào)的相位為參考相位，且第二相支路至第相支路的PWM依次相差360°/(-1)的相位。這些支路的PWM采用相同的占空比P和開關(guān)頻率P。第一相支路為紋波補(bǔ)償支路，該支路的PWM控制信號(hào)超前第二相支路A時(shí)間，開關(guān)頻率S是第二相支路開關(guān)頻率P的-1倍，占空比為S，S和A可表示為

式中，ceil(?)運(yùn)算符的含義為向上取整。

紋波補(bǔ)償支路和功率支路的占空比、開斷頻率不同，會(huì)導(dǎo)致輸出電壓存在差異，因此補(bǔ)償支路上S的一個(gè)重要作用是實(shí)現(xiàn)分壓，電容S兩端的直流偏置電壓VS表示為

式中，in為輸入電壓；O為輸出電壓。

紋波補(bǔ)償支路采用同步Buck電路，因此IGBT模塊SP1、SD1的PWM控制信號(hào)互補(bǔ)。

圖3 MPSIBC控制框圖

1.2 變換器參數(shù)計(jì)算

MPSIBC各功率支路應(yīng)工作在連續(xù)導(dǎo)通模式，以此配合紋波補(bǔ)償支路達(dá)到補(bǔ)償效果。MPSIBC在選擇開關(guān)頻率和濾波電感時(shí)需保證變換器連續(xù)導(dǎo)通，因此功率支路上電感值計(jì)算表達(dá)式為

式中，C為臨界電感；max為功率支路的最大電流。

值得注意的是，紋波補(bǔ)償支路和各功率支路上的電感參數(shù)需要保持一致，這將有利于變換器的輸出紋波抑制，后續(xù)將通過2.1節(jié)理論推導(dǎo)證明。

變換器中的電容P直接影響輸出電壓的穩(wěn)定性及系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)性能。P電容值太大會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)較慢，電容值太小會(huì)影響系統(tǒng)穩(wěn)定性。P表達(dá)式為

式中，DO為輸出紋波電流；DO為輸出紋波電壓。

變換器中的電容S的作用是分壓和隔直流，并直接影響變換器輸出紋波抑制效果。S電容值需要足夠大以至于其兩端電壓波動(dòng)量DvS在充放電過程中變化極小。DvS是紋波補(bǔ)償支路電流峰-峰值Sp-p、電容值S及其充放電周期D的函數(shù)，即

式中，Sp-p為功率支路數(shù)-1和占空比P相關(guān)的函數(shù)[21]，即

式中，=floor[P(-1)]，floor(?)運(yùn)算符表示向下 取整。

根據(jù)式（5）和式（6）可計(jì)算得到合理的S電容值。

2 MPSIBC紋波和效率理論分析

2.1 變換器輸出電流紋波分析

本節(jié)以4PSIBC為例進(jìn)行輸出電流紋波分析。為了簡(jiǎn)化電流紋波公式的數(shù)學(xué)推導(dǎo)過程，此處假設(shè)IGBT為理想開關(guān)，電感電容沒有寄生參數(shù)。下面以功率支路占空比P=0.3為例來推導(dǎo)輸出電流紋波公式，其余占空比的情況分析同理。變換器各IGBT單個(gè)周期的PWM控制信號(hào)時(shí)序如圖4所示，縱坐標(biāo)gs表示各個(gè)IGBT的門控信號(hào)，P為功率支路開關(guān)周期，每個(gè)周期對(duì)應(yīng)六個(gè)運(yùn)行階段，如圖5所示。

圖4 DP=0.3時(shí)PWM控制信號(hào)時(shí)序圖

式中，DvS為電容S兩端電壓波動(dòng)量；D可表示為

聯(lián)立式（1）、式（2）、式（7）、式（8），得到各支路電感電流紋波表達(dá)式為

當(dāng)P1=P2=P3=P4=P時(shí)，由式（9）得到總的輸出電流紋波為

式中，D=PP。由式（1）、式（2）、式（11）得到各支路電感電流紋波表達(dá)式為

因此當(dāng)P1=P2=P3=P4=P時(shí)，由式（12）計(jì)算得到總的輸出電流紋波為

通過上述對(duì)4PSIBC各個(gè)運(yùn)行階段電流紋波的分析可得，該變換器各功率支路產(chǎn)生的總電流紋波可被補(bǔ)償支路消除，總輸出紋波DO最終由補(bǔ)償支路的DvS決定，當(dāng)S容值適當(dāng)，即DvS足夠小，則該變換器可實(shí)現(xiàn)近乎零電流紋波的輸出。

2.2 變換器效率分析

本文采用一種快速IGBT損耗計(jì)算方法對(duì)MPSIBC損耗進(jìn)行評(píng)估，IGBT在1s內(nèi)的導(dǎo)通損耗SS可表示為

式中，CE為IGBT端電壓；C為IGBT電流；為IGBT導(dǎo)通時(shí)間，即占空比。

CE和C的關(guān)系曲線是非線性的，為了簡(jiǎn)化計(jì)算，對(duì)其進(jìn)行線性化處理，CE可寫為

式中，CE0為IGBT導(dǎo)通電壓；CE為IGBT導(dǎo)通電阻。

將式（15）代入式（14）中，可得

式中，CP為C中的直流分量。

IGBT在1s內(nèi)的開關(guān)損耗SW可表示為

式中，SW為變換器開關(guān)頻率；SW(on)為IGBT開通一次的損耗；SW(off)為IGBT關(guān)斷一次的損耗。

對(duì)SW(on)和SW(off)進(jìn)行線性化處理，SW進(jìn)一步可寫成

式中，SW(on)P和SW(off)P為IGBT在額定功率下的開通關(guān)斷一次的損耗；N為額定電流；N為額定 電壓。

二極管損耗包括導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。導(dǎo)通損耗計(jì)算式為

式中，Don為1s時(shí)間內(nèi)的二極管導(dǎo)通時(shí)間；F()為正向壓降；F()為正向電流。

開關(guān)損耗又分為開通損耗和關(guān)斷損耗。由于二極管開通時(shí)間非常短，因此與關(guān)斷損耗相比，導(dǎo)通損耗非常小，可以忽略不計(jì)。關(guān)斷損耗的計(jì)算公式為

式中，rf為最大瞬態(tài)電壓；rf為最大瞬態(tài)電流；f為反向恢復(fù)時(shí)間；D為二極管的開關(guān)頻率。

變換器中電感損耗主要分為磁滯損耗、渦流損耗和電阻損耗，電阻損耗又分為直流電阻損耗和交流電阻損耗。本文提出的變換器開關(guān)頻率較小，因此電感的磁滯損耗渦流損耗和交流電阻損耗可忽略。

直流電阻損耗R計(jì)算公式為

式中，l為電感流過的電流；d為電感直流電阻。

由MPSIBC紋波分析結(jié)論可知，當(dāng)S容值適當(dāng)，即DvS足夠小時(shí)，輸出紋波對(duì)開關(guān)頻率和濾波電感的需求小。根據(jù)上述效率分析，較小的開關(guān)頻率和濾波電感將意味著變換器開關(guān)損耗和電感損耗成倍地降低。

3 MPSIBC仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 變換器輸出電流紋波驗(yàn)證

本文在PSIM仿真軟件中搭建了4PSIBC仿真模型。

仿真模型中仿真參數(shù)見表1。全控開關(guān)器件選用PSIM仿真軟件中Thermal Module的IGBT，型號(hào)為CM600HA-24A，續(xù)流二極管型號(hào)為150EBU04，在仿真中設(shè)置器件外殼溫度為40℃，熱阻為0.034W，電容S容值根據(jù)式（5）、式（6）確定。

表1 仿真模型參數(shù)

圖6給出了理論和仿真計(jì)算的紋波值，理論值是將仿真參數(shù)代入電流紋波公式得到的結(jié)果。變換器處于穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)時(shí)，各支路電流波形呈現(xiàn)周期性。圖中4PSIBC電流波形的理論值和仿真值幾乎重合，補(bǔ)償支路電流P1和功率支路總電流P波形互補(bǔ)，疊加之后總輸出電流O的紋波得以消除。O仿真結(jié)果表明其紋波系數(shù)為0.125%，與理論上的紋波系數(shù)基本相符，通過仿真結(jié)果驗(yàn)證了理論的正確性。此外，對(duì)比相同仿真參數(shù)下4PSIBC和4PIBC的輸出紋波，由仿真結(jié)果可見，4PIBC由于開關(guān)頻率低、電感小的緣故，其輸出紋波較大，而4PSIBC具有紋波補(bǔ)償特性，即使開關(guān)頻率低、電感小也能保證低紋波輸出。

為驗(yàn)證仿真，實(shí)驗(yàn)室中搭建了400W的4PSIBC實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖7所示。變換器的PWM控制信號(hào)由DSP（TMS320F28335）提供，IGBT選用英飛凌公司的FF50R12RT4，輸出電流設(shè)置為20A，樣機(jī)電感參數(shù)選用400mH，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)中其他元件參數(shù)與仿真相同。

圖8給出了各支路電流紋波波形。從圖8中可看出，P2、P3、P4依次相差120°相位，頻率為2kHz，紋波峰-峰值為6A左右，P由P2、P3、P4疊加得到，P紋波峰-峰值為1.2A，頻率為6kHz，此時(shí)P1紋波波形相位與P紋波幾乎互補(bǔ)，P和P1疊加得到最終的輸出電流O，輸出電流O紋波約為0.2A。

圖6 4PSIBC各支路電流波形

圖7 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

圖8 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)各支路電流紋波

樣機(jī)實(shí)驗(yàn)得到的結(jié)果與理論、仿真相近，該實(shí)驗(yàn)結(jié)果有效驗(yàn)證了4PSIBC的紋波消除效果。

3.2 變換器容錯(cuò)性驗(yàn)證

容錯(cuò)性是指變換器在發(fā)生故障后，持續(xù)有效運(yùn)行的能力，因此變換器是否具有良好的容錯(cuò)性同樣值得關(guān)注。

圖9給出了變換器某一功率支路故障時(shí)的輸出電流變化。故障前，4PSIBC輸出電流為400A；0.3s時(shí)變換器某一功率支路發(fā)生故障，故障的功率支路被切除；支路切除后，4PSIBC的補(bǔ)償支路PWM控制信號(hào)頻率和占空比按式（1）進(jìn)行調(diào)整，變換器從四相運(yùn)行轉(zhuǎn)變到三相運(yùn)行，輸出電流O出現(xiàn)暫降的原因?yàn)楣收虾笞儞Q器短暫功率缺額，但20ms后重新恢復(fù)至400A，恢復(fù)后O紋波峰-峰值為0.1A、紋波系數(shù)為0.025%。由此可見MPSIBC在功率支路發(fā)生故障后仍可有效運(yùn)行。

圖9 4PSIBC容錯(cuò)性分析

圖10給出了變換器容錯(cuò)性的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)正常運(yùn)行時(shí)設(shè)置輸出電流O=20A，則每一條功率支路電流平均值約為6.6A，波形如圖10a所示。某一功率支路發(fā)生故障時(shí)，故障功率支路被切除；支路切除后，故障功率支路P4變?yōu)?，另外兩條功率支路P2、P3分別承擔(dān)平均值為9A的電流。故障后P、P1和O的紋波波形如圖10b所示，故障后P和P1的紋波峰-峰值變大，頻率變小，但P和P1的紋波波形仍然滿足相位互補(bǔ)，即補(bǔ)償支路可有效補(bǔ)償紋波，最終輸出紋波約為0.2A左右。該實(shí)驗(yàn)結(jié)果有效驗(yàn)證了變換器的容錯(cuò)性。

圖10 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)容錯(cuò)性分析

3.3 變換器效率驗(yàn)證

利用PSIM仿真軟件中的Thermal Module可對(duì)4PSIBC進(jìn)行快速功率損耗評(píng)估。圖11對(duì)比了4PSIBC和4PIBC的濾波電感和開關(guān)器件損耗。圖中橫坐標(biāo)為輸出電流，其大小通過改變負(fù)載電阻O的大小來調(diào)整，縱坐標(biāo)分別是變換器電感值、開關(guān)頻率和IGBT損耗。參考中電聯(lián)《鋰電池儲(chǔ)能系統(tǒng)接入直流配電網(wǎng)技術(shù)要求》中的電能質(zhì)量標(biāo)準(zhǔn)，本文設(shè)定4PSIBC和4PIBC輸出電流紋波系數(shù)為0.5%，在此要求下進(jìn)行后續(xù)驗(yàn)證。

圖11 PSIM仿真效率分析

首先固定4PSIBC和4PIBC的功率支路開關(guān)頻率為2kHz，圖11中柱狀圖對(duì)比了不同輸出電流下兩種變換器對(duì)濾波電感值的需求，結(jié)果表明4PSIBC的電感遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于4PIBC，且最多可減小96%的電感值。然后固定4PSIBC和4PIBC的濾波電感值為50mH，圖11中點(diǎn)線對(duì)比了不同輸出電流下兩種變換器對(duì)功率支路開關(guān)頻率的需求，結(jié)果表明4PSIBC的開關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于4PIBC，且最多可減小94%的開關(guān)頻率。從圖中可看出，由于4PSIBC的開關(guān)頻率的降低，其IGBT損耗相較于4PIBC也有明顯的下降。

圖12對(duì)4PSIBC和4PIBC的效率進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)對(duì)比，結(jié)果表明由于濾波電感和開關(guān)頻率的降低，4PSIBC比4PIBC的效率平均高5%左右。

圖12 4PIBC和4PSIBC實(shí)驗(yàn)樣機(jī)效率對(duì)比

4 結(jié)論

本文提出的MPSIBC在MPIBC拓?fù)渖显黾右粋€(gè)電容構(gòu)成紋波補(bǔ)償支路，從而解決了MPIBC輸出紋波和效率之間的矛盾。MPSIBC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，兼具輸出紋波小和效率高的優(yōu)點(diǎn)。本文對(duì)MPSIBC的輸出紋波和效率進(jìn)行了詳細(xì)的理論、仿真和實(shí)驗(yàn)分析，結(jié)果表明MPSIBC具有一定的容錯(cuò)性和顯著的紋波抑制效果，輸出紋波系數(shù)幾乎為0，且在輸出紋波小的同時(shí)，MPSIBC的開關(guān)頻率和濾波電感低，效率得到提高。仿真和實(shí)驗(yàn)表明，在同等運(yùn)行條件下，MPSIBC的平均效率比MPIBC提高了5%左右。

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Control Strategy and Characteristic Analysis of Multi-Phase Stacked Interleaved Buck Converter for Hydrogen Production

（School of Electrical and Electronic Engineering North China Electric Power University Beijing 102206 China）

Efficiency and output ripple of hydrogen generation converters are critical metrics in hydrogen energy applications. Multi-phase interleaved Buck converter (MPIBC) suppresses the output ripple by increasing parallel branches, adopting the higher switching frequency, and adding filter inductance. However, that will lead to an increment in both costs and losses. To solve this deficiency, adding a ripple compensating shunt branch to MPIBC, a new topology, multi-phase stacked interleaved Buck converter (MPSIBC), is proposed in this paper. PWM control with the compensation characteristic is adopted in the compensation branch, in which the output AC current is complementary to the ripple of the MPIBC output current. The idea of output compensation is used to eliminate the output ripple of the converter without dependence on other factors, such as switching frequency. Based on the theoretical analysis of MPSIBC topology and the principle of ripple compensation, simulation on PSIM and physical experiments are established accordingly. Both the simulation and experimental results prove the ripple suppression capability of the proposed MPSIBC, with the reduction of the switching frequency and the inductance of the filters.

By adding a capacitor to one of the branches in MPIBC, the function of that branch changes from the original power flow to ripple compensation. This paper refers to the branch as a ripple compensation branch, where the capacitor acts as a voltage divider and a DC blocker. The MPSIBC proposed in this paper is MPIBC with the ripple compensation branch, and its topology and control strategy is first described in detail. Different pulse width modulation signals control the ripple compensation branch and other branches in MPSIBC. The control result is that the compensation branch provides a path for the converter output ripple, thus preventing the ripple from output to the load. The parameter calculations for the converter are then illustrated. The switching frequency and inductance are chosen for continuous conduction mode, and the capacitance is determined for ripple compensation. Next, the converter operation is divided into six stages in combination with the timing diagram of the control signal. The output current ripple of each stage is analyzed theoretically using the formula derivation. Theoretical results show that MPSIBC can achieve almost zero current ripple output under ideal conditions. Finally, the losses of the converter are calculated. The lower switching frequency and the filter inductor in MPSIBC significantly reduce the switching and inductor losses, respectively.

This paper builds an MPSIBC simulation model in the PSIM professional tool. In order to estimate the converter losses, the IGBT is simulated using a thermal physical model. The simulation model diagram and parameter table are provided in the paper. A 400W 4PSIBC experimental prototype is also built in the laboratory to verify the simulation. The experiments are implemented in three aspects: output current ripple, fault tolerance, and efficiency. The experimental results indicate that the current ripple output by MPSIBC is approximately 0.2A, a reduction of 83.3% compared to the MPIBC. In the fault tolerance test, one of the power branches in the MPSIBC is set to a fault, and the results show that the compensation branch can still effectively cancel the current ripple after the fault. An experimental comparison of MPSIBC and MPIBC shows that MPSIBC is about 5% more efficient than MPIBC due to the reduction in filter inductance and switching frequency. The experimental results of the prototype verify the correctness of the theoretical analysis and simulation.

The MPSIBC proposed in this paper adds a capacitor to the MPIBC topology to form a ripple compensation branch, thus resolving the conflict between MPIBC output ripple and efficiency.

Hydrogen generation converters, multi-phase stacked interleaved Buck, output ripple, efficiency

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211878

國家科技部重點(diǎn)研發(fā)資助項(xiàng)目（2018YFB0904700）。

2021-11-17

2022-03-06

張 理 男，1999年生，碩士研究生，研究方向?yàn)榇蠊β孰娏﹄娮又茪渥儞Q器。

E-mail: zl1846720683@163.com

韓民曉 男，1961年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮釉陔娏ο到y(tǒng)中的應(yīng)用。

E-mail: hanminxiao@263.net（通信作者）

（編輯 郭麗軍）