一種寬輸入隔離式DC/DC 變換器設計

吳 磊，胡 進

（中國電子科技集團公司第四十三研究所，安徽 合肥 230088）

1 隔離式DC/DC 變換器的設計指標

隨著國產裝備的發展，整機系統對直流/直流（Direct Current/ Direct Current，DC/DC）變換器的需求越來越多。在DC/DC 變換器領域，常用的中低壓輸入直流母線電壓有12 V、24 V、28 V、42 V 等幾種，很多系統通常會出現多種直流母線電壓共存的情況，從而給系統選型帶來諸多不便，用戶迫切需求一種寬輸入電壓范圍DC/DC 變換器產品，可以滿足其對上述不同輸入母線電壓的需求，進而實現器件選型標準化。針對上述需求，設計了一款輸入電壓8 ～50 V，15 V/2 A輸出的隔離式DC/DC 變換器，其設計指標如表1 所示。

表1 隔離式DC/DC 變換器的設計指標

2 電路方案及工作原理

2.1 電路方案

電源拓撲結構是DC/DC 電源的基礎，是DC/DC電源設計的具體實現形式[1]。對于寬輸入隔離式DC/DC 變換器，常用的設計方案有2 種，一種是級聯式拓撲結構設計，另一種是單端反激式拓撲結構設計。級聯式拓撲結構的優點是控制電路簡單，電路效率實現較高，缺點是電路結構相對復雜，不利于小型化；單端反激拓撲結構的優點是電路結構簡單，易于小型化，缺點是電路控制相對復雜，且效率較低。由于電源對產品尺寸要求較高，設計中采用了單端反激拓撲結構。

開關電源常見的反饋方式有光隔離反饋和磁隔離反饋2 種[2]。其中，光隔離反饋依靠光耦將輸出電壓誤差信號從主變壓器的副邊隔離反饋到變壓器的原邊，磁隔離反饋利用脈沖變壓器將輸出電壓的誤差信號從主變壓器的副邊反饋到原邊。考慮光耦的電流傳輸比在外部環境惡劣，容易產生變化，影響DC/DC變換器的性能，本設計最終選擇磁隔離反饋的方式。因此，本設計最終采用的電路方案為“單端反激拓撲結構+磁隔離反饋”，設計方案框圖如圖1 所示。

圖1 設計方案框圖

2.2 工作原理

如圖1 所示，輸入的直流電壓經輸入濾波，由輔助電源提供脈沖寬度調制（Pulse Width Modulator，PWM）脈寬調制器的工作電壓。PWM 脈寬調制器產生驅動脈沖信號，驅動功率MOS 管，將輸入直流電壓變為高頻功率脈沖，該脈沖經過變壓器隔離傳輸到次級側，然后經整流、濾波電路后得到所需要的直流電壓。該直流電壓經取樣比較電路、誤差放大電路和磁隔離反饋電路將控制信號傳送到PWM 控制器，由該PWM 控制器控制功率變換電路輸出的功率脈沖寬度，達到輸出電壓穩定的目的。

3 電路設計

3.1 主功率電路的設計

3.1.1 變壓器的設計

（1）磁芯的選擇。根據產品實際設計經驗，磁芯的選擇需要結合產品的外形尺寸和效率等因素，由于本設計采用的是單端反激拓撲結構，為了防止變壓器磁芯飽和，必須選擇帶氣隙的磁芯。經過綜合考慮，根據產品的輸出功率，利用面積乘積（Area Product，AP）法可以選擇東磁公司生產的DMR95 T/RM6B70型磁芯[3]。

（2）變壓器的原副邊比值k。設電源的工作頻率f=350 kHz,取其最大占空比為Dmax=0.6，則電源的工作周期為T=1/f=2.8 μs，Tonmax=1.7 μs，為確保磁芯不會偏離其磁滯回線（上、下方向），變壓器導通期間伏秒數乘積必須與復位伏秒數乘積相等。假設開關管與整流管的導通壓降都是1 V，則根據公式為

式中：Uinmin為最小輸入電壓，本設計中為8 V；Uo為輸出電壓，本設計中為15 V；k為變壓器原邊與副邊的比值。

將已知的值代入式（1）得：k=0.71，取k=0.7。

（3）變壓器的原邊電感Lp。因為本變換器工作在連續導通模式（Continuous Conduction Mode，CCM），則輸出電流很小時，也應有一個臨界連續狀態，設Io=0.1Io，根據能量關系

又

式中：Lp為原邊電感量最小值；Ip為原邊峰值電流；Pomin為最小輸出功率,本設計中取3 W，即滿載輸出功率1/10；η1為最小輸出功率時電源的效率，取此時效率為0.5。

由式（2）、式（3）得

將已知值代入式（4）得，Lp=5.5 μH。

（4）原邊峰值電流Ip1。其計算公式為

式中：Pomax為最大輸出功率,本設計為30 W；Ip為原邊電感量，其值為5.5 μH；η2為輸入最低電壓，輸出滿載功率時電源的效率，取此時效率為0.82。

將已知值代入得Ip1=8.8 A。

（5）初級電流的有效值Irms1。CCM 模式時，原邊的磁化電流為

將已知值代入得Irms1=5.9 A。

取導線的電流密度為20 A/mm2,則原邊導線截面積為0.295 mm2，考慮導線的集膚效應，本電路選擇由線徑為0.35 mm 的漆包線并繞而成，易得到單股線徑為0.35 mm 的漆包線的面積為0.1 mm2，則初級繞組的根數為0.295/0.1=2.95 根，取整數為3 根。

（6）次級電流的峰值Ip2。副邊磁化電流為

則Ip2=5.9 A。

（7）次級電流的有效值。次級電流的有效值Irms2為

將已知值代入式（10）得Irms2=3.2 A。

取導線的電流密度為20 A/mm2,可計算出副邊導線截面積為0.16 mm2，考慮導線的集膚效應，本電路選擇由線徑為0.35 mm 的漆包線并繞而成，易得到單股線徑為0.35 mm 的漆包線的面積為0.1 mm2，則初級繞組的根數為0.16/0.1=1.6 根，取整數為2 根。

3.1.2 功率開關管的選擇

功率變換設計的重要部分是功率開關管的選擇。常用的功率開關管一般為N 溝MOS 管，由于本設計的功率較大，當輸入電壓在8 V 輸入時，MOS 管上流過的電流很大，為了減小MOS 管的導通損耗，本設計采用了2 個MOS 管并聯的形式。MOS 管連接如圖2 所示。

圖2 MOS 管連接圖

（1）MOS 管承受的電壓應力。其計算公式為

式中：Uinmax為電源最大輸入電壓，取50 V；Uo為電源輸出電壓，取15 V；k為變壓器原邊與副邊匝比，前面已計算得0.7。

（2）MOS 管承受的電流應力。因為開關管承受的電流應力If是流過變壓器原邊繞組上的階梯形斜坡電流等效成的等效平頂初級電流脈沖的幅值[4]。其計算公式為

式中：Pomax為電源最大輸出功率，取30 W；η為電源低端輸入時的滿載效率，取0.82；Uinmin為電源最小輸入電壓，取8 V；δmax為電源的最大占空比，取0.6。

將上述已知值代入式（11）、式（12）得到，Ur≥80 V，If=7.6 A，考慮降額設計，最終本項目選擇2 個150 V/20 A 的功率MOS 管并聯。

3.1.3 整流濾波電路設計

由于反激電路的變壓器相當于輸出電感的作用，輸出整流濾波電路不需輸出電感與續流二極管，如圖3 所示。但是由于本設計輸出電流較大，為了降低整流管的導通壓降，本設計采用了2 個肖特基管并聯使用的模式。

圖3 輸出整流濾波電路

（1）整流管承受的電壓應力。整流器應能承受的最大反向電壓Ur的計算公式為

式中：Uinmax為電源最大輸入電壓，取50 V；Uo為電源輸出電壓，取15 V；k為變壓器原邊與副邊匝比，前面已計算得0.7。

（2）整流管承受的電流應力。因為整流管承受的電流應力Ir是流過變壓器副邊繞組上的階梯斜坡電流，等效成的同脈寬的平頂次級電流脈沖的幅值，其計算公式為

式中：IOmax為電源最大輸出電流，取2 A；δmax為電源的最大占空比，取0.6。

將上述已知值代入式（13）和式（14），計算得到Ur=110 V，Ir=5 A，考慮降額設計，最終本項目選擇150 V/10 A 的肖特基二極管作為整流管。

（3）輸出濾波電容的選擇。輸出濾波所需的最小電容計算公式為

式中：Iomax為電源最大輸出電流，取2 A；δmin為電源的最大占空比，取0.1；Urip為期望輸出電壓紋波峰峰值，取50 mV；fS為開關頻率，取350 kHz。

將已知值代入式（15），得到Comin=91μF，最終經過模擬試驗調試確定，輸出電容的值取3 個47μF/25 V 的電容并聯。

3.2 控制電路的設計

3.2.1 PWM 控制芯片的選擇

本設計采用PWM 控制方式，如果選擇常用的控制芯片作為主控芯片，最低啟動電壓一般在8 V 左右，當電源的輸入電壓低至8 V 時，如果考慮線壓降，這些控制片可能無法正常啟動。經過綜合考慮，本設計最終選擇了TI 公司的UCCX803 作為主控制芯片，具有如下特點：

（1）啟動電壓低，供電電壓只要超過4.1 V，芯片就能正常啟動工作；

（2）啟動電流和靜態工作電流小，啟動電流只有0.1 mA，靜態工作電流只有0.5 mA；

（3）輸出采用圖騰柱結構，可以提供1 A 的驅動能力。

這些特點完全可以滿足8 ～50 V 輸入的DC/DC變換器的設計需求。

3.2.2 反饋控制電路的設計

磁隔離反饋電路相較于傳統光耦反饋電路，具有更高的可靠性[5]。由于本設計是針對高可靠供電系統設計的，對可靠性要求很高，采用磁隔離反饋的形式，具體電路如4 所示。

如圖4 所示，在隔離變壓器的T1的初級側，利用PWM 控制芯片的振蕩鋸齒波與基準電壓通過比較器N1比較得到一個方波控制信號，通過該方波信號控制由R5、R6、V2構成的電流源，同時利用該電流源給隔離變壓器T1進行逐周期充電。這樣在隔離變壓器的初級也能得到一個頻率與PWM 振蕩信號相同的方波信號，該方波信號被感應到隔離變壓器的次級，作為載波信號，電源的輸出電壓經過電阻R11和R12取樣，然后與N1內部基準比較放大以后得到一個誤差信號。該誤差信號利用前面載波信號進行幅度調制后，形成一個脈沖信號，該信號被隔離變壓器傳送到初級，經過二極管V1和C1構成的解調電路變換為直流信號，該直流信號經過R3和R4構成的直流偏置電路后，連接到PWM 反饋端，使環路受控。

圖4 磁隔離反饋回路

4 測試結果與關鍵波形

表2 給出了本設計實測指標與設計目標的對比結果，以及產品各關鍵點波形如圖5、圖6、圖7、圖8、圖9、圖10 所示，從測試結果可以看出，本設計實測指標良好，可以滿足設計目標的要求。

表2 實測指標與設計目標比較

圖5 Uin=8 V 時的驅動波形與MOS 漏極波形

圖6 Uin=28 V 時的驅動波形與MOS 漏極波形

圖7 Uin=50 V 時的驅動波形與MOS 漏極波形

圖8 輸出電壓啟動波形

圖9 輸出負載瞬變波形（半載→滿載）

圖10 輸出負載瞬變波形（滿載→半載）

5 結 論

文章介紹了一種8 ～50 V 輸入的寬范圍DC/DC變換器的設計，并對其電路方案和設計過程進行了詳細闡述，給出了測試結果和相關波形，測試結果達到預期設計目標。