基于ADS的27.12MHz功率放大器研究與設計

摘要：使用Advanced Design System（ADS）軟件對功率器件SD2931-10進行直流掃描、穩定性分析、負載牽引與源牽引仿真，以確定射頻功率放大器工作在AB類時的靜態工作點，從而改善其穩定性，并獲得最佳的輸入、輸出阻抗。同時利用Smith Chart工具建立L型輸入、輸出匹配電路，并通過諧波平衡仿真來驗證電路的性能參數。在此基礎上，設計了功率放大器的基本電路單元，并根據二端口網絡并聯原理確定功率放大器的拓撲結構，從而設計出相應的功率合成電路，使其實現了最高2000 W的功率輸出。

關鍵詞：AB類放大器；二端口網絡；諧波平衡仿真；功率合成

中圖分類號：TN722 " " " " " " " "文獻標志碼：A

射頻等離子體源[1]的作用是通過27.12 MHz的大功率射頻能量使氬氣以及被霧化的樣品離子化，形成等離子體，主要應用于質譜儀、光譜儀等高端分析儀器。一款基礎的離子源主要由射頻發生器、匹配箱和負載線圈組成，其中射頻發生器的設計核心就是功率放大器，要求其輸出到負載線圈上的功率不小于1600 W，這樣才能維持等離子體火焰的穩定，使其能用于多種樣品的分析。由于我國目前采用的大多是電子管或電子管與晶體管混合電路的射頻發生器，其體積較大，因而限制了其應用范圍[2]，且功率放大器的性能也會直接影響到射頻等離子體源的綜合性能[3]，所以設計出一款輸出功率大、穩定性高的射頻功率放大器具有重要意義。

傳統的功率放大器的設計方法有大信號S參數設計法[4]與Load-Pull負載牽引法[5]，這兩種方法是靠數學模型與試驗調試進行設計的，其中，等效模型的擬合較困難、復雜，計算時需考慮射頻信號在傳輸中存在失真、反射、損耗以及干擾等問題；試驗調試的測試條件復雜，耗費時間長。而射頻仿真軟件ADS的發展為射頻電路的設計提供了有利工具，能夠簡化其設計過程，從而大大提高了效率[6]。

本文通過ADS軟件仿真得到功率放大器工作在AB類時的靜態工作點，對其進行穩定性分析，由負載牽引與源牽引仿真相結合的方法來確定最佳的輸入輸出阻抗。根據仿真結果設計相應的直流偏置電路，提出穩定性改善措施，同時利用Smith圓圖匹配工具建立輸入、輸出匹配電路，并通過諧波平衡仿真驗證射頻電路的性能參數，并基于兩端口網絡并聯原理進行射頻功率放大器的拓撲結構設計。

1 射頻電路設計原理

B類放大器[7]導通之前需要輸入信號達到一定的幅值才能達到晶體管的導通電壓，這就不可避免地存在交越失真[8]。AB類放大器[9]是在B類放大器的基礎上通過給兩個功率晶體管Q1、Q2的基極提供導通電壓，令其在沒有信號輸入的時候也能微微導通，從而改善交越失真的缺陷。此時導通電流也很小，一般為毫安級別。AB類放大器的導通角在180°與360°之間，晶體管有一半處于導通狀態，采用橋式推挽電路（BTL）[10]。理論上AB類放大器的效率為50%～78.5%。AB類放大器具有非線性失真較低、效率高、輸出功率大等優點，廣泛應用于大功率射頻的功率放大器中。圖1為經典的BTL電路組成的AB類放大器原理圖。

圖1中VIN、VOUT分別為輸入輸出電壓信號，VCC為供電電源。電路中有傳輸線變壓器，輸入變壓器的次級線圈具有中間抽頭，此抽頭連接到接地端，使得次級線圈兩端互為反相，輸出變壓器可將晶體管Q1、Q2的輸出信號組合在一起。

為了簡化分析，可以將一個電路單元看作一個二端口網絡[11]。在單個二端口網絡無法滿足大功率需求時，需要多個二端口網絡以串聯、并聯或級聯的方式協同工作，以提高輸出功率的級別。其中應用最多的是二端口網絡的并聯工作方式。二端口網絡并聯模型如圖2。

圖2中 為輸入二端口網絡的總電流， 為輸入端總電壓，其中 "與 分別為流入二端口網絡（1）與二端口網絡（2）的輸入電流， "與 分別為二端口網絡（1）與二端口網絡（2）的輸入端電壓； 為二端口網絡并聯的輸出總電流， 為輸出端總電壓，其中 "與 分別為二端口網絡（1）與二端口網絡（2）的輸出電流， "與 分別為二端口網絡（1）與二端口網絡（2）的輸出端電壓。二端口網絡并聯與普通電路并聯的工作原理類似，各支路電壓相等，主路電流為各支路電流的總和，電壓電流的關系可以表示為

， " " " " " " " " " " " " " " （1）

其中[Y]為輸入輸出導納矩陣，可以表示為

。 " " " " " " " " " " " "（2）

從式（2）可以看出，多個二端口網絡并聯的Y參數矩陣為多個Y參數矩陣相加。以此為理論基礎，將多個功率放大器并聯，可以解決單個功率晶體管輸出功率不足的問題，再經過傳輸線變壓器對多路功率進行合成，最終可以滿足射頻發生器對于大功率的需求。

2射頻電路仿真

本文選擇了型號為SD2931-10的射頻功率晶體管，其輸出功率高，可承受10：1的負載電壓駐波比，可靠性高、耐用性強。其ADS仿真模型可以表征實際器件的S參數和性能參數，且有很高的準確性與可靠性。將功率晶體管模型導入到ADS軟件中可進行后續的仿真。由于AB類放大器兩條支路完全對稱，所以進行單管的仿真就可得到所需設計參數，仿真流程如圖3。

直流掃描的目的是確定功率晶體管SD2931-10的靜態工作點[12]，直流掃描原理如圖4，設置柵極（G）與源極（S）之間的壓降VGS的掃描范圍為2.4～3.2 V，掃描步長為0.1 V；漏極（D）與源極（S）之間的壓降VDS的掃描范圍為0～50 V，掃描步長為1 V。圖5為直流掃描仿真結果，結合SD2931-10的數據手冊，可確定它的靜態工作點為VDS=44 V，VGS=2.7 V，此時靜態工作電流為406 mA。偏置電路選用大電感與電阻串聯的形式，能夠隔交通直，為放大器提供直流靜態工作電壓。

在確定靜態工作點和工作頻率條件下，要求放大器對任何信源和負載都是穩定的。穩定性由穩定性因子k來描述[13]，只有當kgt;1時，系統才會絕對穩定。穩定性分析原理如圖6，設置VDS=44 V，VGS=2.7 V，掃描頻段為26～30 MHz，步長1 MHz。仿真得出穩定性曲線如圖7。

從圖7可看出，k值在26～30 MHz的頻段內都小于1，說明放大器在這個頻率范圍內不穩定，此時要采取穩定性措施改善其穩定性。常見的改善穩定性的措施有四種：（1）柵極串聯一個小電阻，此電阻可以通過消耗一定輸入功率、減小增益的方法來避免自激振蕩；（2）柵極并聯一個電阻，這個電阻可以增加柵極串聯電阻的損耗，與串聯電路的原理不同但是效果一樣；（3）柵極與漏極之間添加反饋通路，這個反饋通路一般是采用一個電阻與電容串聯組成，其中電阻起到減小功率晶體管復阻抗的作用，同時也會降低增益、引起噪聲，所以要串聯一個電容來改善性能；（4）漏極并聯電阻，可以改善密勒效應，常用于高的負載失配VSWR電路。

考慮到使用頻率、增益以及設計成本，采取了柵極串聯一個小電阻與柵極與漏極之間添加反饋通路相結合的措施對放大器的穩定性進行改善。加入穩定性措施之后的仿真原理如圖8。

仿真得出穩定性曲線如圖9，可以看出，在27.12 MHz時，k值超過了1.426，而且在26～30 MHz頻段內k值都大于1，說明在有頻率波動的情況下放大器也能保持絕對穩定。

射頻放大器設計的一個重要目標是消除反射功率以實現最大功率輸出。反射功率最主要的成因是信號遇到了瞬態阻抗突變。設計輸入、輸出匹配電路的目的就是為了防止這種突變來減小甚至消除反射功率，從而提高放大器的輸出功率與效率。本文采用了負載牽引與源牽引相結合的方法來進行輸入、輸出匹配網絡的設計[14]。圖10為加入偏置電路、穩定性改善電路及必要的仿真插件之后的負載牽引仿真原理。

通過圖10所示的負載牽引仿真原理，可不斷地自動調節輸出端的阻抗，直到找到掃描范圍內的最佳輸出阻抗。設置原理圖中的輸入功率Pavs=28 dBm，頻率27.12 MHz，柵源電壓Vhigh=44 V，漏源電壓Vlow=2.7 V，阻抗圓掃描半徑0.95，掃描圓心默認0.0+j*0.0，掃描點數為200。

負載牽引仿真結果如圖11。圖11（a）中的效率圓與功率圓都顯示完整，說明系統是收斂的。還可看出放大器的最高效率為77.89%，最大輸出功率為52.19 dBm。但是由于大功率與高效率不能兼得，必須選擇適當的阻抗值。圖11（b）的阻抗圓中有200個掃描點，各個點的阻抗值、效率、輸出功率都可以直接查看。在這200個點中，優先選擇輸出功率大，同時效率較高的點。經過比較，最終選擇了m5點的負載阻抗值9.315+j*12.534。可以看出，在此點的效率可達72.01%，輸出功率為51.18 dBm。

常用的匹配網絡有L型、π型和T型，其中L型匹配網絡具有結構簡單、所用器件少以及損耗小等優點而被廣泛用于射頻阻抗設計[15]，本文的匹配網絡均采用L型[16]。可借助ADS軟件中的Smith Chart工具將阻抗50 Ω匹配到最佳負載阻抗的共軛值m5*點，即9.315-j*12.534，來完成輸出匹配電路的構建。

Smith Chart工具的響應如圖12，圖12（a）為負載阻抗向源端匹配過程，其中A點阻抗50+j*0，并聯245.3 pF電容，阻抗沿等電導圓從50+j*0變化到0.185-j*0.388（B點），然后串聯40.7 nH電感，阻抗沿等電阻圓從0.185-j*0.388變化到9.3-j*12.5（C點）。圖12（b）表示在27.12 MHz時所設計的匹配電路回波損耗理論上達到了-127.4 dB，通過并聯電容與串聯電感的阻抗變換，實現了將阻抗50 Ω匹配到最佳負載阻抗值的共軛9.315-j*12.534，從而給輸出匹配電路的設計提供了參考。

源牽引仿真的目的是要尋找最佳源阻抗。其仿真過程與負載牽引仿真類似，區別是用得到的輸出匹配電路替換源牽引模板里的輸出隔離器件，圖13為源牽引仿真原理。同理可得最佳源阻抗14.641+j*2.717與輸入阻抗匹配電路。最終得到的輸入、輸出匹配電路如圖14。

諧波平衡法仿真[17]常用在對非線性系統的分析過程中，對放大器而言，采用諧波平衡法分析的目的就是進行大信號的非線性模擬來驗證放大器的1 dB壓縮點、增益、輸出功率及效率等與非線性相關的量。

將R4、L12組成的偏置電路，R2、R3、C1組成的穩定性改善電路，C7、L7組成的輸入，C8、L8組成的輸出匹配電路以及必要的仿真插件進行整合，可得到如圖15所示的諧波平衡仿真電路原理。設置掃描頻段27.10～27.14 MHz，步長為0.005 MHz，中心頻率則為27.12 MHz，輸入功率30 dBm，得到的諧波仿真結果如圖16。

從圖16（a）的增益曲線可以看出，當功率放大器工作在27.12 MHz時，增益最高可達18.043 dB；圖16（b）為效率曲線，輸入功率為34 dBm時效率最高，可達65.394%；圖16（c）為回波損耗曲線，在27.12 MHz時，回波損耗為-24.8 dB，并且在27.10 MHz～27.14 MHz的頻段內的回波損耗都低于-24.75 dB，反射功率小；圖16（d）為電壓駐波比曲線，在27.12 MHz時電壓駐波比為1.121，反射率約為0.33%；根據1 dB壓縮點的定義，可由圖16（e）中兩個標記點m11與m12處的輸出功率與增益看出，1 dB壓縮點輸出功率約為52 dBm；圖16（f）的三階互調仿真結果表明，當晶體管工作在線性區時，三階互調失真較小，但輸出功率超過52 dBm后，失真會增大。通過仿真結果來看，在輸入功率為34 dBm時，可實現一個電路單元約52 dBm功率的輸出，并且線性度良好。

3射頻功率放大器總體設計

根據以上仿真過程，可以得出如圖17所示的放大器單元的電路原理，其中直流偏置電壓可通過電位器RP1進行微調。由于一個電路單元的功率輸出能力有限，不能輸出2000 W的射頻功率，所以基于二端口網絡設計了多個電路單元并聯的拓撲結構，圖18為射頻功率放大器的電路拓撲結構。如圖16可知，單個功率晶體管可以穩定輸出125 W，根據AB類放大器的結構，選擇了16個功率晶體管組成的基本放大器單元進行拓撲連接，8個電路單元為1組，互相對稱的兩組通過具有中間抽頭的1：3變壓器耦合組成射頻功率放大電路，其中C4、C5分別與傳輸線變壓器T2、T3的一次側組成并聯諧振電路。當信號傳輸到此處時，電壓相同，而電流相位差為180°，所以一部分電流會被抵消。在外部看來，電流減小，阻抗增加。當兩電流的幅值也相同時，電流就被完全抵消。由于耗散功率PMISS與電流的大小成正比，在諧振時，耗散功率會大大降低，傳輸效率接近100%。射頻功率均在傳輸線變壓器T2、T3的二次側輸出。輸出功率為各個放大器單元輸出功率的疊加，每個放大器單元只需要輸出最高125 W功率。

兩路射頻功率信號經過R1與T1組成的功率合成電路進行合成，其中平衡吸收電阻R1采用功率電阻，要求所能承受的功率要大于單路功率的一半，阻值取特征阻抗R的2倍，即100 Ω。其中用于功率合成的傳輸線變壓器的傳輸線長度l小于1/8波長，即l小于11 m，鐵芯選用材料為羥基的環形鐵芯，磁導率為8 H/m。線圈匝數N的計算公式為[18]

， " " " " " " " " " " " " " " " （3）

式中：fmin為最小頻率，取27.12 MHz，環形鐵芯的高度h=16.7 mm、內徑d1=27.3 mm以及外徑d2=44.8 mm。經過計算并結合可取的傳輸線長度，選定匝數N=6。此時，變壓器T1的兩個輸入端信號在磁芯中產生磁通方向相反，可相互抵消，傳輸損耗可忽略不計。最終經過可以實現自動阻抗匹配的匹配箱輸出最高2000 W的射頻功率，可以滿足高端分析儀器中射頻等離子體源對于功率的需求。

4總 結

本文使用ADS軟件對射頻電路放大電路單元進行仿真，設計了偏置電路、穩定性改善電路以及輸入輸出匹配電路，并通過諧波平衡仿真驗證所設計電路的性能參數，得出電路單元原理圖，實現了一個電路單元52 dBm功率的輸出。根據兩端口網絡并聯原理確定射頻電路拓撲結構，設計了功率合成電路，可實現2000 W功率輸出。此射頻放大器結構簡單，易于實現，縮減了硬件調試成本，理論上可以通過電路單元的拓撲組合輸出任意大小的功率。但在后續的設計中仍有一些問題需要解決，例如輸出功率的精確控制方法、射頻電路的體積進一步小型化等等，這些問題需要在之后的實驗中進一步地探究解決。

參考文獻：

[1] 李香宇，任建存，紀密. 全固態射頻等離子體源中阻抗匹配技術的研究[J]. 電子技術與軟件工程，2022（20）： 117-120.

[2] 馬梅彥. 射頻電源研究綜述[J]. 電子測量技術，2016，39（12）： 1-4.

[3] 孫秀宇. 射頻等離子體源的研發[D]. 大連：大連交通大學，2016.

[4] 何征宇. 小功率微帶振蕩器的S參數設計法[J]. 遙測遙控，2000，21（2）： 50-54，61.

[5] 吳家鋒，何慶國，趙夕彬. 基于負載牽引法的小型化功率模塊設計[J]. 半導體技術，2009，34（6）： 602-606.

[6] 周樂樂. 基于ADS的對講機兩級低噪聲功率放大器的設計[J]. 軟件，2022，43（11）： 129-131.

[7] 巨艇. B類音頻功率放大器的設計[D]. 西安：西北大學，2010.

[8] 王新典. 乙類放大器交越失真的分析[J]. 電聲技術，1983，7（6）： 9-13.

[9] 嚴偉國，劉成國，丁肇宇，等. AB類LDMOS基站大功率放大器設計[J]. 電子設計工程，2017，25（5）： 79-82.

[10] 陳靜，陳洪立，江先志，等. 3kW逆變電源的主電路設計[J]. 成組技術與生產現代化，2017，34（3）： 14-17.

[11] 寇仲元，馬昆齊. 有關二端口網絡參數的幾個定理[J]. 哈爾濱電工學院學報，1988（4）： 359-364.

[12] 黃玉蘭. "ADS射頻電路設計基礎與典型應用[M]. 2版. 北京：人民郵電出版社， 2015.

[13] 陳少軼. 射頻功率放大器穩定性的分析與設計[J]. 無線互聯科技，2019，16（14）： 60-61.

[14] 趙思源. 面向射頻功率放大器的負載牽引測試技術研究[D]. 杭州：杭州電子科技大學，2022.

[15] 張浩，蔡樹向，劉強，等. ICP與射頻源的匹配網絡的設計與實現[J]. 煙臺大學學報（自然科學與工程版），2023，： 1-10.

[16] 鄒仲福. L型匹配網絡的應用研究[J]. 物聯網技術，2021，11（5）： 68-69，72.

[17] 閆博，劉希順，劉安芝. 基于諧波平衡法的射頻功率放大器分析與仿真[J]. 現代電子技術，2010，33（9）： 63-66.

[18] 楊軍，石浩. 一種傳輸線變壓器型短波合成器的設計[J]. 信息化研究，2022，48（3）： 67-73.

Research and Design of 27.12M Power Amplifier Based on ADS

LIU Qiang， CAI Shuxiang， ZHANG Hao， YANG Wenguang

（School of Electromechanical and Automotive Engineering， Yantai University， Yantai 264005， China）

Abstract： Advanced Design System （ADS） software is used to perform DC scanning， stability analysis， load-pull， and source-pull simulation of the power device SD2931-10， to determine the static operating point of the RF amplifier when operating in Class AB， improve the stability of the amplifier， and obtain the best input and output impedance. The Smith Chart tool is used to establish L-shaped input and output matching circuits， and the circuit performance parameters are verified by harmonic balance simulation. The basic circuit unit of the power amplifier is designed， and the RF amplifier topology is determined according to the principle of parallel connection of the two-port network， and the corresponding power synthesis circuit is designed to achieve a maximum power output of 2000 W.

Keywords： Class AB amplifier; two-port network; harmonic balance simulation; power synthesis