基于周期組合序列調制的三電平雙有源橋均壓策略

李林柘 鄒旻洋 吳京馳 費 躍 舒澤亮

基于周期組合序列調制的三電平雙有源橋均壓策略

李林柘 鄒旻洋 吳京馳 費 躍 舒澤亮

（西南交通大學電氣工程學院 成都 611756）

應用在雙極性直流微電網（BDC-MGs）的三電平雙有源橋（TL-DAB）變換器，在匹配多類型不平衡負載運行時，輸出側正負母線電壓的不平衡將影響系統穩定運行。該文首先分析不平衡負載工況時TL-DAB變換器輸出側上、下端口分電容電壓的不均衡原因，并提出一種基于功率傳輸與電壓均衡的周期組合序列調制策略。該均壓策略無需附加額外電路和儲能器件，僅通過改變功率傳輸的周期數及單周期內端口電平脈寬占比，便可實現輸出側上下端口傳輸功率的差額分配以達到分電容電壓的均衡。仿真和實驗結果表明，在上下分電容負載極不平衡工況下，相對于傳統對稱調制策略，該文所提均壓策略可以將電壓不均衡度從12 %降低至1 %以下。

雙極性直流微電網 母線電壓 三電平雙有源橋（TL-DAB）變換器 周期組合序列調制

0 引言

雙極性直流微電網（Bipolar DC Microgrids, BDC-MGs）運行時無需考慮相位同步和各類補償問題，具有高靈活度、高可靠性等優點并且便于多負載應用接入，因而受到了廣泛的關注和研究[1-3]。BDC-MGs運行時，正負母線電壓在負載不平衡的情況下會產生偏移，進而導致電壓質量下降并影響系統穩定運行[4]，對母線電壓進行平衡控制是確保系統穩定運行的關鍵。

在BDC-MGs領域中，單端口和雙端口輸出的雙有源橋（Dual Active Bridge, DAB）變換器得到了廣泛應用[5-7]。傳統單輸出端口的變換器難以適應負載不平衡工況的雙母線，因此需要在其輸出側通過硬件電路進行電壓和功率的均衡[8-10]。如交錯并聯Buck-Boost型或Cuk型電壓平衡器與傳統DAB輸出側級聯[11-12]。增加電壓平衡器雖然能夠解決負載不平衡時正負母線電壓的不均衡問題，但額外的硬件電路會增加整個系統的成本和體積[13]，并且多個電壓平衡器并聯運行時需要復雜的協調控制算法[14]。為了解決單端口輸出DAB無法較好地適應BDC- MGs雙母線的問題，具備雙端口輸出特性的三電平雙有源橋（Three Level-Dual Active Bridge, TL- DAB）拓撲結構被提出[15]。為了平衡輸出側分電容電壓，可以在變換器的變壓器二次側端口增添LC均壓單元[16]，該方法將輔助電感并聯在二次側端口處，基于伏秒平衡原理進行均壓，但是該方法所采用的隔直電容會增加功率損耗，降低了變換器效率[17]。

為了取消硬件均壓電路，可以優化全橋多電平DAB變換器調制策略中的占空比，將其視為可用調制自由度的函數，在最小化變換器損耗的同時實現分電容均壓[18]；也可以改變全橋TL-DAB變換器中變壓器端口電壓中零電平期間開關管的導通順序[19]，對分電容進行選擇性充放電以實現分電容均壓。兩種方法都通過改善調制方案實現變換器的分電容均壓，但無法適用于開關管更少、成本更低的半橋TL-DAB變換器中。

為了匹配BDC-MGs中不平衡負載工況，實現正負母線電壓均衡。本文首先分析不平衡負載工況時TL-DAB變換器輸出側上、下分電容的電壓不均衡原因；然后提出了一種基于功率傳輸與電壓均衡的周期組合序列調制策略；最后搭建了小功率實驗平臺，實驗結果表明，在上、下分電容負載極不平衡工況下，相對于傳統調制方法本文所提均壓策略可以有效減小正負母線電壓不均衡度，且沒有額外的硬件電路。

1 TL-DAB不平衡負載工況分析

圖1 TL-DAB變換器拓撲結構

圖1中，1為輸入電壓，up和down分別為上、下端口輸出電壓。m為變壓器的勵磁電感，s為變壓器漏感和外接輔助電感之和，p為電感電流，s為流入二次側端口的電流，圖1中電流的流向為參考正方向。p和s為變壓器一次側和二次側端口電壓。1為輸入側的支撐電容，2和3為輸出側上、下端口分電容，三電平DNPC半橋結構的中點定義為o點。變換器輸出側的上、下端口可以分別帶載up和down，流過兩個負載的電流為up和down，DNPC結構中點o流向二次側橋臂的電流為o，為變換器一次、二次側的電壓比，其等效電壓比=2/1（2=updown）。

匹配雙極性直流微電網不平衡負載工況時，TL-DAB變換器可以采用基于電感電流有效值優化的三重移相（Triple Phase Shift, TPS）調制策略[20]。此時，變換器的主要工作波形與開關管驅動信號如圖2所示（以up＞down工況為例）。圖2中，開關周期s=1/s，為p和s的基波相位差，j=/p為移相占空比，p、s的占空比為分別為1、2，因此有j?[-1, 1]，1?[0,1]，2?[0, 1]，j的正負決定了功率傳輸的方向。

圖2 不平衡負載工況變換器主要工作波形

1.1 不平衡負載工況下工作模態分析

TL-DAB變換器在圖2中一個開關周期被劃分為12個工作模態，根據其工作波形，給出p和s正半周期內的兩種典型工作模態：模態2（1～2），模態3（2～3）電流流通路徑，如圖3所示，其余10種工作模態同理可得。

（a）工作模態2（1～2）

（b）工作模態3（2～3）

圖3 不同工作模態的電流流通路徑

Fig.3 Current path diagram of different working modes

結合圖2和圖3，以工作模態2和工作模態3為例對變換器電感、電容的能量進行簡要分析。工作模態2（1～2）中，p＞0且幅值逐漸增加，1處于放電狀態，電感s上能量增加，同時根據i2＜0可知，此時2處于放電狀態，而3上沒有能量變化。工作模態3（2～3）中，p＞0且幅值逐漸增加1處于放電狀態，電感s上能量增加，但此時i2＞0，與工作模態2不同，2處于充電狀態，能量增加，而3仍然上沒有能量變化。其余工作模態的能量變化同理可得，最終將電感s以及電容1、2和3的能量變化情況歸納見表1。

表1 電感、電容在不同工作模態下能量變化

Tab.1 Energy variation of inductance and capacitance in different woking modes

對表1需要說明的是：電容2、3通過負載up和down釋放的能量與模態劃分無關，因此不歸納于表1中。表1中“↑”、“↓”、“—”分別表示能量增加、減少和不變。

變換器處于穩態時，各個儲能元件能量達到平衡狀態，p以及各個支撐電容電壓動態平衡。此時工況up＞down，根據表1，對于2其模態1、2、5、6處于放電狀態，模態3、4處于充電狀態，其余模態沒有能量變化；而對于3，模態9、10處于充電狀態，模態8、10處于放電狀態，其余模態沒有能量變化。總的來說，2向負載釋放的能量小于3向負載釋放的能量，由此可知，每個工作模態的作用時間將影響電容2、3的能量變化，進而輸出側兩個分電容的電壓出現不平衡，從而影響直流正負母線電壓平衡。

1.2 不平衡負載對電感電流偏置及功率特性影響

TL-DAB匹配BDC-MGs中的不同類型負載（up≠down）且變換器工作在穩態時，流過電容2和3的電流i2和i3，二者在一個開關周期內平均值為0。根據圖2和圖3可知，負載up＞down時，電容電流i2、i3和負載電流up和down滿足

結合式（1）和圖3得到電流i2和i3在一個周期的工作波形如圖4所示。

圖4 上、下分電容電流iC2和iC3波形（Rup＞Rdown）

定義變壓器二次電流s的直流分量為b，且二次電流s=p，圖4中，將電流s大于直流分量的部分平移至零軸求取積分絕對值為，由變換器的工作對稱性可知s小于直流分量的部分面積同樣為，且圖2中面積同樣為。

變換器處于穩態工況時，電流i2和i3在一個工作周期內對時間的積分為零，得到

式（2）中兩個表達式相減，化簡后得到b關于up和down的表達式為

負載電流up和down的差值將通過o點流回二次側橋臂，進而導致二次電流s中含有直流分量。當up＞down時，up＜down，b＜0，s的直流分量為負；當up=down時，up=down，b=0，s不存在直流分量；當up＜down時，up＞down，b＞0，s的直流分量為正。

變換器的變壓器二次電流s變化率易于求得，結合圖4可得二次電流瞬時值s()表達式為

由式（4）和圖4可以推導基于TPS調制的TL- DAB變換器工作于不平衡負載工況下的平均傳輸功率為

不平衡負載工況下變換器傳輸至上、下電容的平均功率2和3之差為

進一步地，聯立式（5）和式（6）求得2和3的表達式分別為

說明不平衡負載工況下，電感電流發生直流偏置，且根據式（7）可知，變換器輸出側分電容的功率自然不均衡分配。

1.3 死區時間的影響及分析

TL-DAB變換器在實際應用中，開關管存在固有導通時間，為防止同一橋臂開關管發生直通短路，需要為其設置合適的死區時間d。

常用的死區時間設置方法為：同一橋臂的兩個開關管在導通時延遲一段時間導通，關斷時立即關斷。圖1所示的TL-DAB拓撲結構，在未加入d前，任意時刻都有隸屬不同橋臂的兩個開關管導通，變壓器一次側和二次側端口電壓s/p的電平狀態具有唯一性。加入d后，d時間內只有一個開關管導通，此時電流流過未導通開關管的體二極管。此時，d時間內s/p的電平狀態由導通的開關管和p的流向同時決定，其具體對應關系歸納見表2。

表2d內變壓器一次側和二次側端口電壓的電平與p流向以及開關管導通的對應關系

Tab.2 The relationship between transformer’s primary and secondary output voltage and flow direction of ip and switch state in Td

根據表2可知，對于H橋拓撲結構，d時間內4個開關管都可能單獨導通，此時由p的流向決定電流的流通路徑，最終確定s的電平狀態。對于二次側半橋DNPC結構，d時間內開關管S22或S23能夠單獨導通，此時由p的流向確定p的電平狀態，當電流經鉗位二極管時端口電壓處于零電平狀態。

根據圖2、圖5和表2，可知不平衡負載工況下（以up＞down為例），加入死區時間前后對變換器端口電平的影響如圖5所示。對比圖5a和圖5b可知，加入死區時間前后，變換器一次側端口電壓的高、低電平都會減少一個死區時間d（0～1，4～5），二次側端口電壓情況有所不同，高電平減少一個死區時間d（0～1），而低電平增加一個死區時間d（7～8）。變換器穩態工作時，由于電感s兩端電壓在一個工作周期內積分為零，可得到

（a）無死區時間

（b）加入死區時間

圖5 在不平衡負載工況（up＞down），死區時間對變換器端口電壓的影響

Fig.5 The influence of dead time on the port voltage of the converter under unbalanced load (up＞down)

式中，um為勵磁電路m兩端電壓；us為s兩端電壓。

結合圖5和式（8），可知此時輸出側上、下端口分電容電壓：up＞down。同理，可以推導出up＜down工況下輸出側上、下端口分電容電壓：up＜down。此時需要投入均壓策略解決由死區導致的輸出側上、下端口分電容的電壓不均衡問題。

2 基于周期組合序列的調制均壓策略

針對TL-DAB變換器在不平衡負載工況下，輸出側上、下端口的分電容電壓不相等問題。在不增加開關管等額外硬件電路的前提下，提出一種基于功率傳輸與電壓均衡的周期組合序列調制均壓策略，進而實現上、下端口分電容電壓均衡。本文所提均壓策略的周期組合序列方式策略原理如圖6所示（up＞down）。

圖6中，將功率傳輸周期定義為M，使用基于最小電感電流的TPS調制策略，該周期內實現功率傳輸，其中8個開關管的驅動信號定義為SM1～SM4、SM21～SM24。將基于不對稱調制的電壓均衡周期定義為N，通過變換器端口電壓的高、低電平之間的脈寬占比實現分電容的功率差額分配，其中8個開關管驅動信號定義為SN1～SN4、SN21～SN24。圖6中由個M周期與1個N周期構成1個周期組合序列，在圖6中給出=1, 2, 3三種組合方式示例。

圖6 周期組合序列的調制均壓策略原理

2.1 電壓均衡周期N工作原理分析

在up＞down不平衡負載工況下，周期N內TL- DAB變換器的主要工作波形如圖6所示。周期N實現電壓均衡需保證0、2、3、5時刻電感電流p為0。根據電感電流斜率，可以得到

根據式（8）可以得知一個周期內端口高、低電平持續時間應當相等，即

定義變量3為周期N占空比，3=21/s。

根據式（9）、式（10）可得，將3作為周期N的唯一控制變量，端口電壓的高、低電平脈寬占比都可以由3表示。

進一步地，可以得到周期N內p的瞬時值表達式為

圖6中，在周期N內端口電壓的高、低電平不對稱組合導致電流p的正負部分不對稱分布，進而實現輸出側上下端口分電容的功率差額傳輸，從而實現不平衡工況下的分電容電壓均衡。結合圖6，根據式（11）可以推導周期N內變換器傳輸至電容2、3的平均功率P2和P3的表達式分別為

進一步地，求取其功率標幺值為

圖7 不同k值時變換器的上、下端口功率傳輸特性

2.2 周期組合序列的分析

本節主要對所提均壓策略所適用的不平衡工況和周期組合序列中的取值進行分析。

將不平衡負載工況進行量化（以up＞down為例），定義負載不平衡度表達式為

變換器雙極性輸出側上、下端口分電容電壓相等且根據電容2和3能量守恒可得表達式分別為

有關MRD檢測時間點及時間間隔，目前尚不統一，但普遍認為在AL誘導緩解及鞏固治療后的時間段內檢測對判斷預后意義更大，時間間隔建議是每3個月檢測1次[7-8]。有關檢測MRD的時間間隔，或許根據不同時間段MRD的具體值及變化趨勢來制定，可能對指導患者的后續治療更有幫助。

將式（13）代入式（15）進行化簡得到周期M中控制參數j關于周期N控制參數3的二元二次方程組為

再根據3取值范圍和表達式（14）得到周期N均壓能力最強情況下的取值范圍為

依據實驗和仿真工況，系統參數c=1/15。將其代入式（18）中，繪制max關于負載down和的三維曲面，如圖8所示。

由圖8可知，隨著下端口負載down和值的增加，本文所提均壓策略可匹配的負載不平衡度的上限max不斷增加至最大值1。在后續實驗中采用負載down=50W和=0.75為例，此時max=1，說明up＞down工況下，up∈(50, ∞)，即上端口為空載的極不平衡情況時，所提均壓策略同樣能夠實現輸出側分電容的電壓均衡。

（a）三維特性 （b）down=50W截面

圖8 均壓邊界三維特性

Fig.8 3-D characteristic chart of voltage equalization boundary

本文所提的調制均壓策略共有3個控制參數，其中包含功率傳輸周期M（控制參數j）、電壓均衡周期N（控制參數3）以及一個周期組合序列中周期M的個數。由于周期M中，采用基于優化的TPS調制方式進行功率傳輸，的取值會影響變換器效率，且的取值過大會增大周期N內均壓負荷，導致周期N內p和s峰值增加，甚至超過均壓邊界，造成策略失效。根據式（16）和3取值范圍，化簡式（18）得到

式中，為正整數。

實際應用中，的取值需要與實際負載情況相結合，對于均壓能力范圍內的不平衡負載，周期組合序列的調制均壓策略均可實現均壓，但對up為空載以及相對于down而言較為懸殊的負載工況，此時取值為1才能實現均壓，但實際應用中出現負載極端不平衡情況的可能性較小。當負載不平衡度較小時，可以有多個取值。

綜上所述，基于功率傳輸與電壓均衡的周期組合序列調制均壓策略的控制框圖如圖9所示。

圖9 周期組合序列調制均壓策略控制框圖

所提均壓策略中，由電壓傳感器采集輸出側上、下分電容電壓值up和down，兩者之和為2，輸出電壓參考值ref和2之間的誤差經過PI控制器得到j，再由1和2計算模塊計算得到1、2，最后經過功率傳輸周期M調制模塊得到8個開關管的驅動信號。同時，將up和down相減后經過PI控制器得到電容電壓誤差信號error，error經過3計算模塊后同樣經過調制模塊得到8個開關管的驅動信號。周期M和周期N的8個開關管驅動信號（SM1～SM4、SM21～SM24，SN1～SN4、SN21～SN24）同時輸入周期組合序列模塊，最后依據式（19）計算功率周期M的個數取值，將M和N周期的驅動信號構成基于功率傳輸與電壓均衡的周期序列調制策略，最終輸出8個開關管的驅動信號S1～S4，S21～S24，具體實現方式如圖6所示。

3 仿真結果及實驗驗證

3.1 仿真結果

為量化本文所提均壓策略的均壓效果，定義輸出側分電容電壓不平衡度為

通過值可以衡量投入均壓策略前后的輸出側分電容電壓均衡效果。

按照圖9控制框圖，在Matlab/Simulink中搭建模型對所提的均壓策略進行仿真驗證，仿真波形如圖10所示。圖10中，仿真工況：down=50W，up為空載，輸出電壓2=100 V，系統有60 ms軟啟動時間，0.06 s時2=100 V，0.06～0.1 s系統采用傳統的基于電感電流優化的TPS調制策略，變換器輸出側分電容的電壓出現不均衡現象，電壓不平衡度=12 %。0.1 s投入本文所提的均壓策略后，經過一小段時間，輸出側分電容電壓實現均衡，＜1 %。

圖10 動態改變控制策略的仿真波形

再次切回傳統調制策略，端口電壓偏離平衡狀態。

圖10仿真結果進一步說明：在極不平衡負載工況下，本文所提的均壓策略實現將分電容電壓不平衡度從12 %降低到1 %以下，TL-DAB變換器輸出側上、下端口的分電容電壓均衡輸出，能夠匹配雙極性微電網工作。

3.2 實驗結果

為驗證本文所提均壓策略的正確性，搭建基于FPGA控制器的小功率SiC實驗樣機。實驗樣機如圖11所示，其中平面變壓器的漏感經過設計后滿足TL-DAB變換器功率傳輸要求，為便于實驗驗證，輸出側上端口連接可編程電子負載up，下端口連接恒定負載down，實驗樣機具體參數見表3。

圖11 實驗樣機

表3 實驗樣機參數

Tab.3 Experimental prototype parameters

TL-DAB變換器使用傳統的基于電感電流優化的TPS調制時，在不同負載工況下的靜態工作實驗波形如圖12所示。實驗工況：輸出電壓2=60 V，等效電壓比=0.75，死區時間d=0.5ms。

圖12中虛線為示波器Ch3、Ch4通道零軸參考線，用于觀察電流偏置情況。圖12a中的負載工況條件下電感電流p和變壓器二次電流s存在負向直流偏置；圖12b中負載工況下，此時p和s存在正向直流偏置，實驗結果與理論分析相符合，使用傳統TPS調制策略，不平衡負載工況下，TL-DAB變換器的電流出現直流偏置。

（a）up＞down工況 （b）up＜down工況

圖12 傳統TPS調制下不同負載工況時的實驗波形

Fig.12 Experimental waveforms under different load conditions with traditional TPS modulation

引入本文所提出的周期組合序列均壓策略，實驗條件與圖12相同，死區時間d=0.5ms且變換器工作于不平衡負載工況，但是實驗中引入了本文所提的均壓策略，TL-DAB變換器的靜態工作波形如圖13所示。實驗的測試工況：輸出電壓2=100 V，變換器等效電壓比=0.75，死區時間d=0.5ms。

圖13中，在負載不平衡度=1/3下進行實驗，一個周期組合序列中周期M的個數不唯一，其中=1和=2時變換器的工作波形如圖13a、圖13b所示。實驗結果可知：投入本文所提的均壓策略后可以解決電流直流偏置問題；相同負載不平衡度工況下，取值越大，M周期內p峰值越小，N周期內p峰值越大，符合理論分析。

（a）=1/3（up=100W、down=50W），=1

（b）=1/3（up=100W、down=50W），=2

（c）≈1（up=空載、down=50W），=1

圖13 投入所提均壓策略不同負載工況下的實驗波形

Fig.13 Experimental waveforms under different load conditions by adding proposed voltage balancing scheme

為進一步驗證本文所提均壓策略的有效性，在負載極不平衡工況下進行實驗。當≈1時，取=1，投入均壓策略，實驗波形如圖13c所示。根據實驗結果得知：對于極不平衡負載工況，本文所提出的均壓策略可以實現輸出側上、下端口分電容電壓平衡。需要說明的是，圖13a中3=0.18，圖13c中3= 0.27，說明不同負載工況下調整3可以實現輸出側分電容功率差額分配，進而實現分電容電壓均衡。

圖14為變換器的動態切載波形，未投入本文所提的均壓策略時，變換器在不同負載工況下的動態工作波形如圖14a所示。圖14a中0時刻啟動變換器，此時up=50W，down=150W，此后1～6時刻逐級減小down的值，分別為100, 70, 50, 40, 30, 25W。可以得出：隨著下端口負載逐級增加，上端口電壓up逐漸上升，下端口電壓down逐漸下降；在3～4時間段為平衡負載工況（up=down=50W），變換器輸出側的分電容電壓相等；整個負載切換過程中，電流p和s的下包絡線呈下降趨勢，電流出現直流偏置。同理，在down=50W，up逐級減少工況下的變換器動態實驗波形也能夠得到類似結論，圖14a實驗結果與理論分析一致，說明在不平衡負載工況下，TL-DAB變換器實現正負母線電壓平衡需要投入均壓策略。

圖14b中，投入本文所提的均壓策略，0時刻負載工況：up=100W、down=25W。0～1時間段未投入均壓策略，此時上、下端口電壓不相等：up≈47 V；down≈53 V；電壓不平衡度=12 %，1時刻投入周期組合序列調制均壓策略，經過一小段時間后上、下端口電壓實現均衡。同時，在2、3、4、5時刻分別改變負載工況，圖14b實驗結果表明，多種不平衡負載工況下，投入本文所提的均壓策略后，電壓不平衡度都能小于1 %，實現變換器輸出側分電容電壓平衡，均壓效果好，實驗結果驗證了本文所提均壓策略的可行性。

（a）當up=50W減小down時傳統控制策略的實驗結果

（b）投入所提均壓策略的動態切載實驗結果

圖14 使用不同調制策略時，動態切載實驗波形

Fig.14 Experimental waveforms under dynamic load with different modulation strategies

4 結論

針對應用在BDC-MGs中的TL-DAB型變換器在匹配不平衡負載運行時出現輸出側正負母線電壓不平衡的問題，本文提出基于功率傳輸與電壓均衡的周期組合序列調制均壓策略，通過仿真和實驗結果驗證了所提均壓策略的可行性，得到以下結論：

1）采用本文所提的均壓策略后，輸出側電壓不平衡度從12 %降低至1 %以下，有效實現電壓均衡。

2）本文提出的均壓策略不需要額外添加硬件電路，無需改變拓撲結構，相對于傳統硬件均壓方案，所提均壓策略更具有成本和體積優勢。

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The Voltage Balance Scheme of Three Level-Dual Active Bridge Based on Cycle Combination Sequence Modulation

（School of Electrical Engineering Southwest Jiaotong University Chengdu 611756 China）

The bipolar DC microgrid (BDC-MGs) operates without considering phase synchronization and compensation issues, which has the advantages of high flexibility, high reliability, and easy access to multiple load applications. However, when the three level-dual active bridge (TL-DAB) converter is widely used in BDC-MGs, the system is unstable due to unbalanced bipolar DC bus voltages on the output port when matching multiple types of unbalanced loads. Therefore, this paper proposes a cycle combination sequence modulation scheme based on the power transmission and voltage balance cycles, which can effectively reduce the unbalance of positive and negative bus voltages.

Firstly, the voltage imbalance of the upper and lower sub-capacitors on the output side of the TL-DAB converter in unbalanced load conditions is analyzed. Second, a cycle combination sequence modulation scheme based on the power transmission and voltage balance cycles is proposed without adding additional hardware circuits such as switches. The power transmission cycle adopts the triple phase shift (TPS) modulation scheme based on the minimum inductor current RMS value, while the voltage balance cycle adopts asymmetric modulation to change the pulse width ratio between high and low levels of the primary and secondary voltage during one switching cycle. Thus, the differential power distribution of the sub-capacitor is realized, and the multiple power trans cycles and one voltage balance cycle form a cycle combination sequence modulation scheme to balance voltage. Finally, a Matlab/Simulink simulation model and a low-power SiC prototype based on an FPGA controller are built to verify the proposed voltage balance scheme.

The simulation and experimental results show that the inductor current of the TL-DAB converter is DC-biased, and the voltage of the output-side sub-capacitor of the converter is unbalanced in unbalanced load conditions. By adjusting the duty cycle value of the voltage balance cycle, the differential power distribution of sub-capacitor is achieved. Therefore, the proposed voltage equalization strategy can solve the DC bias problem of the converter inductor current and achieve voltage equalization in various load conditions. In the dynamic load-cutting experiment, the voltage imbalance on the output side of the TL-DAB converter decreases from 12 % to less than 1 % after using the proposed voltage balance scheme, which indicates that the voltage balance scheme is effective.

The feasibility of the proposed voltage balance scheme is verified by simulation and experimental results, and the following conclusions are obtained. (1) After adopting the voltage balance scheme proposed in this paper, the voltage imbalance on the output side is decreased from 12 % to less than 1 %, and the voltage balance is effectively realized. (2) The proposed voltage balance scheme does not require additional hardware circuits and has no topology change, which has more cost and volume advantages than the traditional one.

Bipolar DC microgrid (BDC-MGs), bus voltage, three-level dual active bridge (TL-DAB), cycle combination sequence modulation

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.221983

國家重點研發計劃（ 2021YFB2601500 ） 和國家自然科學基金（52077183）資助項目。

2022-10-18

2022-12-29

TM46

李林柘 男，1998年生，碩士，研究方向為隔離DC/DC變換器拓撲及控制策略。E-mail: lilinzhe791265571@163.com

舒澤亮 男，1978年生，教授，博士生導師，研究方向為電力電子技術及應用、多電平變換裝置、同相供電系統等。E-mail: shuzeliang@swjtu.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）