一種單相高電壓增益差分Y源逆變器研究

沈陽(yáng)理工大學(xué)機(jī)械工程學(xué)院 吳佳遠(yuǎn)

在過(guò)去十年中由于成本降低和技術(shù)創(chuàng)新，全范圍光伏（PV）分布式發(fā)電迅速增長(zhǎng)[1]。逆變器的相關(guān)研究也成了電氣領(lǐng)域的重點(diǎn)研究方向。但正常情況下，由于直流電路電壓不足，無(wú)法滿足輸出要求，所以需要在電路中添加一個(gè)升壓電路來(lái)滿足要求[2]。所發(fā)明的逆變器所需要的一個(gè)通常的特點(diǎn)是電壓升壓。

簡(jiǎn)單提高電壓的解決辦法是將一個(gè)前直流-直流升壓轉(zhuǎn)換器連接到一個(gè)后直流-交流逆變器上。然而，在某些情況下，由于其利用了更多的有源開(kāi)關(guān)和柵極驅(qū)動(dòng)電路，所以可能會(huì)導(dǎo)致增加開(kāi)關(guān)損耗，從而降低效率。在適當(dāng)?shù)匦薷恼w拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制方案后，可以通過(guò)后置逆變器的開(kāi)關(guān)和驅(qū)動(dòng)電路來(lái)實(shí)現(xiàn)其功能。由此產(chǎn)生的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和許多通過(guò)同一過(guò)程發(fā)展起來(lái)的其他拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)被稱為單級(jí)升壓逆變器，因?yàn)槠淇梢栽趩喂β始?jí)內(nèi)實(shí)現(xiàn)電壓的升壓和反轉(zhuǎn)。

1 對(duì)差分Y 源逆變器（DYSI）的介紹

單級(jí)升壓逆變器還可以分為圖1中郭方正教授2003年提出的Z 源逆變器[3]和圖2中Yam P.Siwakoti 等人2014年提出Y 源變換器[4]。

圖2 Y 源逆變器

但由于組件的寄生電阻，在高占空比下產(chǎn)生的有限電壓升壓。而且，使用Z 源逆變器，電壓增壓是來(lái)自其阻抗網(wǎng)絡(luò)，而只使用一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的降壓全橋作為其功率級(jí)。因此，如果不能通過(guò)更好的繞組技術(shù)，或更好的鐵芯材料來(lái)完善耦合電感器的耦合，就需要使用緩沖器保護(hù)。從上述的逆變器中，耦合電感器增強(qiáng)電壓的一般能力已經(jīng)得到了很好地證明。這種能力現(xiàn)在已經(jīng)被用于提高一種新的DBI 的電壓增益，稱為差分Y 源逆變器（DYSI）。每個(gè)DYSI 使用兩個(gè)廣義Y 源逆變器連通耦合電感，每個(gè)都有三個(gè)繞組。

差分Y 源逆變器（DYSI）改進(jìn)之后顯著提高了Y 型連接耦合電感器引入的電壓增益，減少了半正弦調(diào)制帶來(lái)的開(kāi)關(guān)損耗和通過(guò)使用兩個(gè)無(wú)損二極管，來(lái)解決泄漏感應(yīng)效應(yīng)及其相關(guān)的電壓峰值。

2 對(duì)建議的差分Y 源逆變器（DYSI）操作和仿真

2.1 運(yùn)行狀態(tài)

狀態(tài)I 顯示了Lm由繞組N2和直流電流串聯(lián)產(chǎn)生的電壓充電。大于Vin的感應(yīng)電壓可以表示為：

其中：r1和r2是繞組N1和N2的寄生電阻，I2電流是流過(guò)繞組N2的電流。同時(shí)，交流電輸出從直流電鏈路電容器C1中獲取電流。因此，狀態(tài)I 期間的交流輸出電壓可以表示為C 和直流輸入之間的電壓差。在狀態(tài)I 之后，通常會(huì)出現(xiàn)S1和S2都關(guān)閉的短停滯狀態(tài)，這對(duì)于DYSI 來(lái)說(shuō)是狀態(tài)II。逆變器最終進(jìn)入狀態(tài)III，S1和S2分別打開(kāi)和關(guān)閉。然而，除了S 的體二極管外，狀態(tài)II 和狀態(tài)III 都非常相似。

因此，只需要分析較長(zhǎng)的狀態(tài)III，在此期間，LM 通過(guò)繞組N1放電，而繞組N3通過(guò)耦合間接放電。兩個(gè)繞組串聯(lián)，然后在一個(gè)感應(yīng)放電回路中將其能量轉(zhuǎn)移到C1，其電壓通過(guò)Lm 可以導(dǎo)出為：

其中：R3和I3分別表示繞組N3的寄生電阻和電流。通過(guò)接下來(lái)在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)向LM 施加伏秒平衡，可以得到以下公式：

求解式（2）和式（3），直連電容器C1的電壓VC1表示為：

其中：

因此，VA和VB取決于耦合電感器的寄生電阻和開(kāi)關(guān)的開(kāi)啟狀態(tài)電阻。同時(shí)，可以在負(fù)的半基循環(huán)中對(duì)DYSI 重復(fù)相同的分析過(guò)程，得到直流電容器C2的以下電壓：

此外，另一種高電壓增益的Y 源逆變器是由房緒鵬等人在2021年提出的改進(jìn)型分裂Y 源逆變器（ISYSI），其電路圖如下。

圖3為ISYSI 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，圖4為ISYSI 的狀態(tài)分解圖。ISYSI 的狀態(tài)有8種，這與傳統(tǒng)的三相電壓源逆變器相同。在狀態(tài)（a）至（g）感應(yīng)充電時(shí)，電感Lm由直流電源充電，此時(shí)電容C1也處于充電狀態(tài)。分析電路由KVL 可得：

圖3 ISYSI 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖4 ISYSI 的狀態(tài)分解

在狀態(tài)（h）感應(yīng)放電時(shí)，電容C 由電感通過(guò)D1充電，此時(shí)經(jīng)過(guò)充電之后的電容C1開(kāi)始向電容C放電，進(jìn)一步進(jìn)行升壓，這對(duì)于提高逆變器的電壓增益很有幫助。由KVL 得：

根據(jù)伏秒平衡原理，在穩(wěn)態(tài)時(shí)電感兩端的平均電壓為0，可得：

式（10）中，D 為升壓占空比，T 為開(kāi)關(guān)周期，則直流鏈電壓與直流輸入電壓之間的增益表達(dá)式為：

以式（12）給出的占空比將以SPWM 調(diào)制策略對(duì)耦合電感進(jìn)行充電：

將式（12）代入式（10）得：

則逆變器的交流電壓增益可表示為：

2.2 半正弦波調(diào)制

傳統(tǒng)DBI 的調(diào)制會(huì)導(dǎo)致較高的開(kāi)關(guān)損耗，其主要的原因是在高頻下連續(xù)切換其4個(gè)開(kāi)關(guān)。因此，代替?zhèn)鹘y(tǒng)的方法，對(duì)DYSI 采用了另一種半正弦調(diào)制。然后，DYSI 在每個(gè)半基線周期中產(chǎn)生一個(gè)半正弦波，其中有一個(gè)相腿，同時(shí)夾緊另一個(gè)相腿的輸出到Vin。因此，其不同于在DBI 的兩個(gè)直流鏈路電容器上產(chǎn)生兩個(gè)全正弦波。盡管如此，DYSI 在其差分輸出中仍然保持了一個(gè)完整的交流正弦電壓，如圖5所示。

數(shù)學(xué)上，正半周期內(nèi)的差分輸出可以表示為以下公式，為了簡(jiǎn)單起見(jiàn)，忽略了VA和VB，因?yàn)槠渫ǔ：苄。?/p>

其中，Vmax和f0表示輸出電壓的振幅和線頻率。s2的時(shí)變占空比d2可以從上述公式中得到：

其中，Gac=Vmax/Vin表示交流電壓增益。同樣，S4在負(fù)半循環(huán)中的占空比d4可以推導(dǎo)出為：

然后，其一起在C1和C2上產(chǎn)生兩個(gè)增強(qiáng)的半正弦電壓，如圖5所示這些電壓具有相同的振幅，但相位差為180°。

3 穩(wěn)態(tài)計(jì)算

首先計(jì)算具有非理想組件的電壓增益。如前所述，在推導(dǎo)DYSI 的式（4）和式（8）時(shí)，考慮了圖3中的成分和寄生電阻。同樣的電阻效應(yīng)可以通過(guò)重寫式（16）來(lái)解釋其輸出電壓：

其中，額外的最后三項(xiàng)解釋了傳導(dǎo)損失是由非理想分量引入的。然后，交流電壓的增益就變成了：

對(duì)于圖9（b）至（c）中流過(guò)繞圈N3的平均電流，可以通過(guò)對(duì)C1施加電荷平衡而得到：

圖5（b）和（c）中Lm的平均電流為：

而繞組n2的平均電流可以確定為：

隨后，通過(guò)將式（14）和式（16）分別代入VB和VA，并重新排列式（13），可以得到DYSI 的電壓增益為：

其次計(jì)算電壓和電流應(yīng)力，電源開(kāi)關(guān)上的電壓可以表示為：

從式（4）、式（28）和式（29）開(kāi)始，如果忽略寄生電阻上的電壓下降，開(kāi)關(guān)上的最大電壓應(yīng)力可以進(jìn)一步估計(jì)為：

通過(guò)上部開(kāi)關(guān)的最大電流可以表示為：

而通過(guò)下部開(kāi)關(guān)的最大電流可以表示為：

4 泄漏感應(yīng)效應(yīng)和損失估算

泄漏電感的DYSI 為4個(gè)工作模式。在模式I 中直流源將其能量放電到電容器C1和負(fù)載上。在模式II 中與模式I 相同的組件繼續(xù)通過(guò)S1的閥體二極管放電。因此，輸入能量繼續(xù)流向輸出端，而電容器C1之間的電壓保持不變。在模式III 中，繞組N1和N2與泄漏電感Lk1和Lk2開(kāi)始充電，電容器C1放電到負(fù)載。在模式IV 泄漏Lk1產(chǎn)生的能量通過(guò)S1的本體二極管進(jìn)入負(fù)載。同時(shí)，通過(guò)泄漏的Lk2的電流通過(guò)S2的寄生電容。

接下來(lái)擬建DYSI 的損失分析。DYSI 的功率損耗主要來(lái)自其耦合電感器（L1和L2）和電源開(kāi)關(guān)（S1-S4）。因此，其損失計(jì)算如下所示。

4.1 耦合電感的傳導(dǎo)損耗

在正半基循環(huán)中，耦合電感L1在其電感充放電狀態(tài)之間以高頻切換，而L2保持在放電狀態(tài)。L1的充電的輸入電流流過(guò)L1的繞組N1和N2，因此產(chǎn)生以下傳導(dǎo)損耗：

同樣，當(dāng)在L1的電感放電狀態(tài)時(shí)，耦合電感器的導(dǎo)電損耗可以相加為：

其次，通過(guò)假設(shè)開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)高于線頻率，可以將電容器C1之間的電壓視為一個(gè)常數(shù)。應(yīng)用于C1的電荷平衡會(huì)導(dǎo)致IL3和Io之間的以下關(guān)系：

除此之外：

最后，通過(guò)相加式（36）和式（37），并使用式（38）和式（39），耦合電感的傳導(dǎo)損耗可以為：

4.2 電源開(kāi)關(guān)的導(dǎo)電損耗

可以確定電源開(kāi)關(guān)的導(dǎo)電損耗為：

4.3 電源開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)損耗

5 結(jié)論

本文提出了一種帶有雙三繞組耦合電感器的單相差分y 源逆變器。其表達(dá)式表明，其可以產(chǎn)生比其他拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)更高的直流-交流電壓增益。通過(guò)其半正弦調(diào)制，其還通過(guò)在每個(gè)半基線周期中只在一個(gè)高開(kāi)關(guān)頻率下操作一個(gè)相位腿來(lái)減少開(kāi)關(guān)損耗，提高了電壓的利用率。通過(guò)使用兩個(gè)無(wú)損二極管恢復(fù)泄漏能量，提高了其實(shí)際性能，證明了所提出的DYSI 可作為一種合適的高增益逆變器，而不影響效率。