低功耗高速率IR-UWB 發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

姜 帆，陳 瀟，張 磊，盛旭陽(yáng)，林 敏

（上海大學(xué)通信與信息工程學(xué)院特種光纖與光接入網(wǎng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海 200444）

IR-UWB 是一種具備高空間分辨率、高速率數(shù)據(jù)通信和低功耗特性的無(wú)線通信技術(shù)，特別適合用于高精度室內(nèi)定位[1-6]、增強(qiáng)現(xiàn)實(shí)/虛擬現(xiàn)實(shí)和腦機(jī)接口[7-9]等新興的無(wú)線通信與傳感應(yīng)用。一個(gè)低功耗、高數(shù)據(jù)傳輸速率的發(fā)射機(jī)對(duì)于IR-UWB 技術(shù)在無(wú)線通信與傳感方面的應(yīng)用具有重要的意義。

傳統(tǒng)的IR-UWB 發(fā)射機(jī)可以像連續(xù)波通信發(fā)射機(jī)一樣，在基帶中產(chǎn)生脈沖，通過(guò)混頻器轉(zhuǎn)換為射頻信號(hào)，并通過(guò)線性功率放大器發(fā)射。文獻(xiàn)[10]采用的發(fā)射機(jī)最大數(shù)據(jù)傳輸速率可以達(dá)到1.8 Gpulses/s，但消耗的功率高達(dá)129 mW。由于這種發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)復(fù)雜而且沒(méi)有充分利用脈沖發(fā)射機(jī)的特點(diǎn)，其并不適合低功率的應(yīng)用。文獻(xiàn)[11]提出了脈沖振蕩器方法，其中發(fā)射脈沖是由基帶脈沖控制振蕩器產(chǎn)生。雖然功耗低至0.26 mW，但其最大數(shù)據(jù)傳輸速率只有2 Mb/s。這主要是因?yàn)檎袷幤鞯捻憫?yīng)時(shí)間限制了發(fā)射器的輸出帶寬，因此難以實(shí)現(xiàn)高數(shù)據(jù)速率通信。

針對(duì)上述結(jié)果的不足，該文提出了一種低功耗高速率的發(fā)射機(jī)架構(gòu)。該設(shè)計(jì)中使用注入鎖定環(huán)形振蕩器（Injection Locked Ring Oscillator，ILRO）為發(fā)射機(jī)提供射頻載波，在節(jié)省面積的同時(shí)，具有較低的功耗。同時(shí)，調(diào)制信號(hào)經(jīng)過(guò)基于FIR 濾波器的模擬延遲線，生成輸出功率譜密度(Power Spectral Density,PSD)滿足FCC MASK 的基帶波形要求，從而得到一個(gè)低功耗高速率的IR-UWB 發(fā)射機(jī)。

1 電路整體架構(gòu)

該文提出的發(fā)射機(jī)架構(gòu)如圖1 所示，其包括調(diào)制模塊、脈沖整形模塊、ILRO 和數(shù)字功率放大器（Digital Power Amplifier，DPA）。其中，調(diào)制模塊包括邏輯電路和譯碼模塊，產(chǎn)生基帶脈沖和數(shù)據(jù)調(diào)制信息，可以實(shí)現(xiàn)二進(jìn)制開(kāi)關(guān)鍵控（On-Off Keying，OOK）、二進(jìn)制相移鍵控（Binary Phase Shift Keying，BPSK）。調(diào)制模塊所產(chǎn)生的基帶脈沖被送入脈沖整形模塊，用于生成發(fā)射脈沖。在發(fā)射機(jī)正常工作之前，脈沖整形模塊中的延遲單元需要通過(guò)延遲鎖定環(huán)（Delay Loop Lock，DLL）進(jìn)行片上校準(zhǔn)，以滿足輸出脈沖寬度的要求。調(diào)制完成后，脈沖整形模塊向DPA 提供多相信號(hào)，以控制輸出脈沖寬度。鎖相環(huán)為ILRO 提供注入時(shí)鐘，其輸出信號(hào)將被鎖定在注入時(shí)鐘的八次諧波上，從而為DPA 提供射頻載波。為了實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)，ILRO 需要在注入時(shí)鐘之前通過(guò)頻率估計(jì)模塊進(jìn)行校準(zhǔn)，使數(shù)控環(huán)形振蕩器（Digital Control Ring Oscillator,DCRO）的振蕩頻率接近發(fā)射機(jī)所需的射頻載波頻率。

圖1 發(fā)射機(jī)整體架構(gòu)

2 模塊設(shè)計(jì)

2.1 調(diào)制模塊設(shè)計(jì)

由圖1 可知，調(diào)制模塊由邏輯電路和譯碼模塊構(gòu)成，其中DATA 為發(fā)送數(shù)據(jù)，PRF 為脈沖重復(fù)頻率，Mod 用于控制調(diào)制模式。如圖2 所示，邏輯電路主要用于生成基帶脈沖DPulse，并且根據(jù)時(shí)鐘clk_ruler 的頻率改變DPulse 的脈沖寬度。當(dāng)clk_ruler 為499.2 MHz 時(shí)，DPulse 輸出脈寬約為1 ns；當(dāng)其為998.4 MHz 時(shí)，輸出脈寬約為0.5 ns。

圖2 調(diào)制模塊邏輯電路時(shí)序圖

OOK 和BPSK 的調(diào)制結(jié)果可由表1 得到。譯碼模塊可以在OOK 模式下輸出偽隨機(jī)二進(jìn)制序列（Pseudo-Random Binary Sequence，PRBS），也就是SCR和SCRB，其頻率與PRF相同，用于選擇載波相位。因此在OOK 模式下，SCR 和SCRB 可以使載波相位隨機(jī)變化，這樣平滑了輸出頻譜中的離散頻譜能量，并在滿足FCC規(guī)定的情況下使輸出PSD最大化[7,12]。

表1 調(diào)制結(jié)果

2.2 脈沖整形模塊設(shè)計(jì)

IR-UWB發(fā)射機(jī)的輸出PSD必須符合FCC MASK的要求，所以需要特殊考慮發(fā)射脈沖波形。文獻(xiàn)[13]中分析了一些特殊形狀的脈沖頻譜，如三角型、指數(shù)型和分段型。基于這一分析，該設(shè)計(jì)采用了三角型脈沖，并通過(guò)脈沖整形模塊產(chǎn)生。如圖3 所示，脈沖整形模塊采用基于FIR 濾波器的模擬延遲線，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單而且功耗低。該電路由多級(jí)延遲單元構(gòu)成的延遲線和DPA 組成，濾波器輸出的多相控制信號(hào)在DPA 處相加，得到射頻發(fā)射信號(hào)的包絡(luò)。模擬延遲單元采用基于反相器的架構(gòu)，通過(guò)溫度計(jì)碼B＜62:0＞控制NMOS 電容陣列NM0-NM125 接入的個(gè)數(shù)，從而控制延遲時(shí)間。電容陣列共63 組，上下兩個(gè)電容構(gòu)成一組，使得信號(hào)路徑上的充放電時(shí)間匹配。該設(shè)計(jì)將16 個(gè)延遲單元（τ=62.6 ps）級(jí)聯(lián)相接，其中8 個(gè)延遲單元的輸出信號(hào)分別連接到DPA 單元上，并且通過(guò)PW 選擇脈沖寬度，當(dāng)PW=′1′時(shí)，DPulse 脈寬為1 ns，如圖3 所示，選擇CLK1，3，…，15 為輸出多相信號(hào)，延遲間隔為2τ，得到輸出脈寬約為2 ns。當(dāng)PW=′0′時(shí)，DPulse 脈寬為0.5 ns，選擇CLK1，2，…，8 輸出多相信號(hào)，延遲間隔為τ，輸出脈寬約為1 ns。所設(shè)計(jì)的延遲單元覆蓋了一定的延遲范圍，同時(shí)通過(guò)片上DLL 環(huán)路校準(zhǔn)，提高延時(shí)電路的魯棒性，生成具有精準(zhǔn)脈沖寬度的發(fā)射脈沖。

2.3 注入鎖定環(huán)形振蕩器設(shè)計(jì)

注入鎖定環(huán)形振蕩器在降低電路功耗、面積和優(yōu)化相位噪聲方面具有優(yōu)勢(shì)，因此被廣泛用于產(chǎn)生射頻本地時(shí)鐘[14-15]。該設(shè)計(jì)采用的ILRO 架構(gòu)如圖4所示，由注入脈沖產(chǎn)生模塊和DCRO 構(gòu)成。

圖4 ILRO電路原理圖

DCRO 由兩個(gè)電流匱乏的偽差分反相器構(gòu)成，頻率fDCRO=1/(8×td)，其中td為偽差分反相器的延時(shí)，可通過(guò)10 bit 數(shù)字控制的電流舵數(shù)模轉(zhuǎn)換器（Current Steer Digital-to-Analog Converter,CS-DAC）調(diào)節(jié)延時(shí)。整個(gè)DCRO 的調(diào)諧范圍為3.5～10 GHz，其中構(gòu)成DCRO 的電流匱乏的偽差分反相器如圖4 所示。由于信號(hào)路徑上由PM0-1 和NM0-1 構(gòu)成的反相器存在死鎖的可能，因此PM2-3 和NM2-3 構(gòu)成的交叉耦合對(duì)用來(lái)防止振蕩環(huán)路進(jìn)入死鎖狀態(tài)。交叉耦合對(duì)的尺寸應(yīng)足夠大，從而阻止DCRO 進(jìn)入死鎖狀態(tài)，無(wú)法振蕩。同時(shí)尺寸也不應(yīng)該過(guò)大，過(guò)大會(huì)導(dǎo)致功率的消耗和噪聲的增加，因此需要考慮這兩種情況，選取合適的尺寸。

脈沖產(chǎn)生模塊根據(jù)注入時(shí)鐘Inj_clk（499.2 MHz或998.4 MHz）的頻率，產(chǎn)生相同頻率且脈寬為40～100 ps 的窄脈沖Inj，送入DCRO。如果Inj 的脈寬過(guò)寬或過(guò)窄都可能導(dǎo)致電路無(wú)法鎖定，因此要將脈寬控制在一定范圍內(nèi)。對(duì)于注入晶體管M0 的尺寸也需要仔細(xì)設(shè)計(jì)，其與Inj 的脈寬具有相同的效果，決定了注入強(qiáng)度。M1 為負(fù)載匹配，與M0 尺寸相同。ILRO 根據(jù)Inj 頻率的不同，將頻率鎖定在Inj 頻率的8 次諧波處，也就是該設(shè)計(jì)的兩個(gè)中心載頻：3 993.6 MHz 和7 987.2 MHz。由圖4 中的時(shí)序圖可以看到，DCRO 的輸出相位周期性地與干凈的參考時(shí)鐘沿重新對(duì)準(zhǔn)，以抑制DCRO 電路的長(zhǎng)期噪聲，優(yōu)化了DCRO 本身不理想的相位噪聲。由于DCRO 的低品質(zhì)因數(shù)，電路可以快速啟動(dòng)并穩(wěn)定，同時(shí)注入鎖定技術(shù)可以瞬時(shí)鎖相，因此ILRO 可以在不發(fā)射脈沖時(shí)關(guān)閉，進(jìn)一步降低電路功耗[16]。

從式（1）來(lái)看[17]，ILRO 產(chǎn)生的參考雜散如果低于-40 dBc，則對(duì)于499.2 MHz 和998.4 MHz 的參考頻率，需要自由振蕩頻率與目標(biāo)鎖定頻率的差分別在5 MHz 和10 MHz 以內(nèi)。因此，采用了片上頻率估計(jì)模塊電路來(lái)校準(zhǔn)DCRO 頻率，其在預(yù)設(shè)定的時(shí)間內(nèi)對(duì)DCRO 輸出頻率進(jìn)行計(jì)數(shù)，同時(shí)采用SAR 邏輯，可在80 μs 內(nèi)完成頻率的校準(zhǔn)。頻率估計(jì)模塊電路校準(zhǔn)流程圖如圖5 所示。

圖5 頻率估計(jì)模塊校準(zhǔn)流程圖

3 電路仿真

3.1 脈沖整形模塊仿真結(jié)果與分析

脈沖整形模塊主要由模擬延遲單元級(jí)聯(lián)構(gòu)成。由于延遲時(shí)間隨著工藝角變化很大，因此需要采用片上DLL 環(huán)路進(jìn)行校準(zhǔn)，從而產(chǎn)生準(zhǔn)確的延遲間隔。由圖6 可以看出，在各種工藝角下，單位延遲均可以校準(zhǔn)到62.6±0.4 ps 以內(nèi)，很好地滿足了該設(shè)計(jì)的需求。

圖6 延遲單元的校準(zhǔn)

3.2 ILRO仿真結(jié)果與分析

ILRO 中DCRO 的開(kāi)環(huán)頻率范圍為3.5～10 GHz，可覆蓋絕大部分UWB 頻帶，包括該設(shè)計(jì)的所需頻點(diǎn)3 993.6 MHz 和7 987.2 MHz。圖7 表示的是注入頻率為998.4 MHz，ILRO 輸出頻率為7 987.2 MHz 時(shí)，DCRO、ILRO 和注入時(shí)鐘Inj 的相位噪聲曲線。可以看到，相較于DCRO，ILRO 在10、100 和1 MHz 頻偏處分別優(yōu)化了72、54 和29 dB 的相位噪聲，很好地改善了DCRO 較差的噪聲性能，可以為發(fā)射機(jī)提供穩(wěn)定、純凈的射頻載波。

圖7 LO為7 987.2 MHz時(shí)的相位噪聲

3.3 發(fā)射機(jī)整體仿真結(jié)果與分析

如圖8（a）所示，當(dāng)使用OOK 調(diào)制且PRF 為499.2 MHz 時(shí)，數(shù)據(jù)傳輸速率為499.2 Mb/s，輸出脈沖的幅度信息與圖2 顯示的數(shù)據(jù)調(diào)制結(jié)果相符。發(fā)射機(jī)輸出脈沖的PSD 如圖8（b）所示，當(dāng)脈沖寬度約為2 ns 和1 ns 時(shí)，其輸出帶寬約為1.1 GHz 和2.2 GHz，PSD 滿足了FCC MASK 的要求。所設(shè)計(jì)的發(fā)射機(jī)采用1.1 V 供電，消耗功率約為5.9 mW，其中ILRO、脈沖整形模塊、DPA 和調(diào)制模塊分別消耗2.82、0.91、1.94 和0.23 mW 的功率。經(jīng)過(guò)仿真驗(yàn)證，所設(shè)計(jì)的發(fā)射機(jī)在采用40 nm 工藝，1.1 V 供電的條件下，不僅實(shí)現(xiàn)了最高可達(dá)499.2 Mb/s 的高速數(shù)據(jù)傳輸速率，而且能量效率值低，僅為11.8 pJ/bit。

圖8 發(fā)射機(jī)仿真結(jié)果

該文選取了一些高速率發(fā)射機(jī)進(jìn)行對(duì)比，比較結(jié)果如表2 所示。所設(shè)計(jì)的發(fā)射機(jī)相較于文獻(xiàn)[18]，在相同的數(shù)據(jù)速率下具有更低的能量效率值。與文獻(xiàn)[19]相比，雖然數(shù)據(jù)速率低，但是具有更好的能量效率，可更好地滿足低功耗下的應(yīng)用需求。

表2 發(fā)射機(jī)性能對(duì)比

4 結(jié)論

文中所設(shè)計(jì)的發(fā)射機(jī)采用注入鎖定環(huán)形振蕩器產(chǎn)生射頻載波，同時(shí)基帶信號(hào)通過(guò)基于FIR 濾波器的模擬延遲線產(chǎn)生發(fā)射所需要的波形。在滿足了FCC MASK 的要求下，發(fā)射機(jī)功率消耗僅為5.9 mW。因此得到了一種低功耗、高速率的IR-UWB 發(fā)射機(jī)，其工作頻率為3 993.6 MHz 和7 987.2 MHz，具有1.1 GHz 和2.2 GHz 兩種發(fā)射帶寬，同時(shí)支持OOK 和BPSK 調(diào)制方式。通過(guò)仿真驗(yàn)證，所提出的IR-UWB發(fā)射機(jī)的最大數(shù)據(jù)速率為499.2 Mb/s，能量效率僅為11.8 pJ/bit，可以較好地滿足低功耗高速率無(wú)線通信的需求。