永磁同步電機雙向DC∕DC變換器混合儲能設(shè)計

李兆豐，李 峰

（1.首鋼京唐公司，河北 唐山 063200；2.河南理工大學(xué)電氣工程學(xué)院，河南 鄭州 060000）

1 引言

永磁同步電機可以同時實現(xiàn)高運行效率、緊湊結(jié)構(gòu)、大轉(zhuǎn)矩以及靈活調(diào)速的優(yōu)勢，已被大量應(yīng)用于機械加工、采礦業(yè)、軌道交通系統(tǒng)[1-2]。永磁同步電機可以達到很高的轉(zhuǎn)矩∕慣量比值，當(dāng)負載發(fā)生波動的時候容易引起母線電壓也隨之改變，此時可以通過蓄電池與超級電容能量控制的方式來降低直流母線的電壓波動程度，使系統(tǒng)狀態(tài)運行效率獲得顯著提升[3-4]。

文獻[5]設(shè)計了一種“有無”調(diào)節(jié)方案，與蓄電池、超級電容相連的雙向DC∕DC 信號屬于互斥信號，無法同步調(diào)節(jié)超級電容與蓄電池的工作過程，每個時刻都只存在一個儲能器輸出能量，采用上述控制策略可以實現(xiàn)簡單控制過程，實現(xiàn)能量利用率的明顯提升，但無法對大電流狀態(tài)下的電池提供保護作用；還有學(xué)者在文獻[6]中設(shè)計了一種能夠達到平穩(wěn)過渡狀態(tài)的控制方案，從而調(diào)節(jié)蓄電池與超級電容按照特定比例完成能量分配，并且系統(tǒng)在不同狀態(tài)參數(shù)下的分配比例系數(shù)也存在較大差異，儲能器件工作電流在不同狀態(tài)下也隨之改變，此方法只關(guān)注儲能器件狀態(tài)的影響，并未深入分析實際負載因素的作用；文獻[7]設(shè)計了一種可以實現(xiàn)預(yù)測控制功能的模型，能夠計算出蓄電池與DC∕DC 轉(zhuǎn)換器之間的調(diào)制比例系數(shù)，使儲能元件和負載之間形成良好的電流匹配狀態(tài)，并滿足約束標準；文獻[8]主要分析了混合儲能系統(tǒng)進行功率管理的調(diào)控過程，根據(jù)系統(tǒng)各元器件間功率配比情況，構(gòu)建了能夠計算超級電容電壓模型，實現(xiàn)電池功率波動性、能量損耗與電性能誤差的精確調(diào)控，從而獲得更長的蓄電池運行壽命，大幅縮小電池體積，再以同樣的方法獲得優(yōu)化計算的超級電容尺寸。文獻[9]國內(nèi)學(xué)者利用平抑間歇結(jié)構(gòu)的電源實現(xiàn)儲能元件功能特點與應(yīng)用需求的結(jié)合，通過中央管理單元和本地控制達到所需輸出功率，使儲能元件壽命獲得明顯延長。文獻[10]同時引入兩種儲能元件相結(jié)合的方式構(gòu)建混合電源系統(tǒng)，設(shè)計了能量優(yōu)化調(diào)控方案并采用H∞電流進行控制。文獻[11]針對各類儲能元件設(shè)置了相應(yīng)的參數(shù)范圍，在此基礎(chǔ)上切換能量管理系統(tǒng)的運行模式，同時引入邏輯和濾波控制的方式進行管理并對結(jié)果進行了驗證分析。為了提高永磁同步電機的發(fā)電效率，設(shè)計一種永磁同步電機雙向DC∕DC變換器混合儲能方案，并開展性能仿真分析

2 雙向DC∕DC變換器設(shè)計

雙向DC∕DC 變換器的控制性能對系統(tǒng)整體動∕靜態(tài)性能存在明顯影響[12]。在混合儲能系統(tǒng)中進行功率變換器連接的具體形式，如圖1所示。

圖1 儲能元件和功率變換系統(tǒng)連接圖Fig.1 Connection Diagram of Energy Storage Element and Power Conversion System

針對不同應(yīng)用工況，可以獲得不同的拓撲結(jié)構(gòu)與控制模式。根據(jù)有無高頻變壓器的狀態(tài)可將其分成隔離型與非隔離型共兩種主要類型。

選擇的功率變換系統(tǒng)電路屬于交錯并聯(lián)的類型，該變換器是采用兩路同樣的結(jié)構(gòu)開關(guān)變換器進行并聯(lián)組成，與常規(guī)功率變換器相比可以獲得下述優(yōu)勢：進入正常運行狀態(tài)后，兩者發(fā)生交錯導(dǎo)通而形成疊加的兩路信號，達到了更低的濾波電容與紋波值，同樣體積下達到了更高的額定功率[13]。

以交錯并聯(lián)模式調(diào)節(jié)功率變換系統(tǒng)時，有助于變換器電力電子開關(guān)獲得更低電流應(yīng)力，使設(shè)備達到更長運行壽命。

本實驗中的雙向DC∕DC 變換器中的主電路示意圖，如圖2所示。結(jié)果顯示，電路結(jié)構(gòu)包含開關(guān)部件、輸入側(cè)濾波電容、電感與輸出濾波電容四個部分。為滿足永磁同步電機的動力要求，設(shè)定雙向DC∕DC變換器以2kW的功率運行，再利用以下式子計算得到低壓側(cè)最高輸出電流。

圖2 雙向DC∕DC變換器主電路Fig.2 Main Circuit of Bidirectional DC∕DC Converter

輸出電流通過計算兩相平均電流加和的結(jié)果。各相電流如下：

高壓側(cè)與低壓側(cè)達到同樣的電壓時，高壓側(cè)獲得最大輸入電流。

電感值需綜合考慮系統(tǒng)輸入電壓變化幅度與負載關(guān)于電感電流紋波的最大參數(shù)。對于典型Buck、Boost電路結(jié)構(gòu)，可以將電感紋波電流設(shè)定在約（30～45）%的輸出電流。處于全負載狀態(tài)下時，電路最低占空比通過最大高壓側(cè)輸入電壓進行確定。對于高壓端的最大電壓可以設(shè)定為600V，如下所示。

由此確定本設(shè)計最低電感如下：

式中：Iripple—電流紋波；

Fsw—IGBT 開關(guān)頻率，結(jié)合實際測試條件，本實驗中將電感值設(shè)定在10mH。

按照1%的輸入電壓進行處理，位于輸入端的電壓紋波保持在5.7V穩(wěn)定值，同時控制輸入側(cè)的電容最低值如下：

其中，Eswcomb屬于交錯并聯(lián)狀態(tài)下的等效頻率，再以25%最大電流設(shè)置輸出紋波電流，輸出紋波電壓則按照1%輸出電壓進行計算。由此得到最低輸出電容如下：

根據(jù)以上分析，以雙向DC∕DC變換器進行處理時將功率電感值設(shè)定在10mH，濾波電容設(shè)定在10μF，IGBT是由英飛凌提供的FF75R12RT4，可以承受1200V 的電壓，電流承載能力可以達到100A。

此外為調(diào)節(jié)高頻狀態(tài)下的IGBT不產(chǎn)生過高溫度的情況，利用散熱架對兩組IGBT進行固定后可以達到理想散熱效果。

3 混合儲能系統(tǒng)仿真分析

3.1 雙向DC/DC變換器仿真模型的搭建

按照圖3的方式建立功率變換器模型，可以看到主電路包含了2個濾波電容、4個IGBT以及2個電感，通過交錯并聯(lián)的方式連接，二個上橋臂IGBT跟電感構(gòu)成Buck電路，二個下橋臂IGBT跟電感一起構(gòu)成Boost電路。設(shè)置了信號檢測器從雙向DC∕DC 變換器中采集得到各端位置的電信號參數(shù)，再把計算后的數(shù)據(jù)發(fā)送到Buck系統(tǒng)與Boost處理中心，按照不同的能量分配單元獲得各模式下的電壓、電流值，Buck與Boost控制器則通過調(diào)節(jié)設(shè)置信號與實際信號獲得特定模式下PWM信號。

圖3 雙向DC∕DC變換器仿真模型Fig.3 Bidirectional DC∕DC Converter Simulation Model

當(dāng)控制器的一路進行控制信號輸出時，另外一路保持固定的低電平狀態(tài)，從而防止相同橋臂下的二個IGBT都導(dǎo)通時引起主電路發(fā)生短路的問題。

3.2 混合儲能仿真分析

采用不同控制性能的雙向DC∕DC變換器進行控制時，將會引起混合儲能系統(tǒng)狀態(tài)的明顯變化，采用Matlab∕Simulink軟件構(gòu)建數(shù)學(xué)模型，以此實現(xiàn)對雙向DC∕DC 變換器的電路閉環(huán)測試。為降低電感電流紋波幅度，在相同模式下調(diào)節(jié)二個IGBT導(dǎo)通角的差值為180°使其形成交錯導(dǎo)通的形式，再設(shè)定PWM 頻率為15kHz的恒定值[14]。

當(dāng)功率變換器進入降壓階段時，在低壓側(cè)設(shè)置超級電容進行工作性能驗證，同時為高壓端設(shè)置了一個電壓值為580V的恒壓源，再將其與0.01Ω電阻進行串聯(lián)實現(xiàn)對系統(tǒng)的能量輸送，控制輸出電流為5A。在Buck模式下進行仿真測試時，控制超級電容的初期電壓為100V，設(shè)定內(nèi)部等效電阻為0.8Ω，保持200V的額定電壓，經(jīng)仿真測試得到的波形，如圖4所示。

圖4 Buck模式性能仿真測試Fig.4 Buck Mode Performance Simulation Test

經(jīng)過50s仿真后，功率變換器電流達到10A，超級電容進入充電狀態(tài)后，利用示波器分析變換器的各項指標，隨著端電壓由100V逐漸升高時，低壓端一直保持10A的恒定電流，啟動Buck模式后，形成了-10.3A的峰值瞬時電流，形成了0.4A的電流沖擊效果，經(jīng)過1s后再恢復(fù)到初始設(shè)定參數(shù)，進行容充電時，根據(jù)設(shè)定參數(shù)進行電容充電，電壓持續(xù)上升，由此獲得了最大輸出功率，可以看到，雙向DC∕DC變換器發(fā)生了高壓側(cè)電流逐漸升高，從而產(chǎn)生了持續(xù)上升的最高輸出功率。

根據(jù)以上仿真測試可知，雙向DC∕DC變換器與Buck電路達到了合理的參數(shù)，能夠達到混合儲能系統(tǒng)要求達到的穩(wěn)定性與快速性控制標準。

當(dāng)雙向DC∕DC變換器處于持續(xù)升壓的過程中，低壓端超級電容開始提供能量，并在高壓端接入200Ω電阻，將功率轉(zhuǎn)換部件的高壓端電壓設(shè)定在580V作為參考標準，同時利用DC∕DC調(diào)節(jié)器超前滯后控制單元對其進行補償，通過PWM信號實現(xiàn)圖4二個IGBT通斷狀態(tài)，由此獲得固定的高壓側(cè)電壓。

以Boost 模式進行仿真時，將超級電容的最初電壓設(shè)定在170V，額定電壓200V，內(nèi)阻0.75Ω，保持超級電容獲得充足電量，經(jīng)仿真測試得到的波形，如圖5所示。

圖5 Boost模式性能仿真測試Fig.5 Performance Simulation Test of Boost Mode

控制高壓側(cè)電壓580V，當(dāng)系統(tǒng)進入運行階段時，超級電容發(fā)生放電，利用示波器表征端電壓由170V持續(xù)減小到140V，雙向DC∕DC變換器的高壓端可以迅速升高至590V的電壓，經(jīng)過1s時間達到580V 的穩(wěn)定狀態(tài)，在升壓過程中產(chǎn)生的電壓沖擊接近10V，與混合儲能系統(tǒng)的控制要求相符。超級電容具備很低的內(nèi)阻，進入升壓模式時，低壓側(cè)發(fā)生短路，從而造成明顯電流沖擊，經(jīng)過1s后重新進入穩(wěn)定放電狀態(tài)，高壓端電流同樣經(jīng)過短時間電流沖擊后達到穩(wěn)定的電流值。

當(dāng)超級電容端的電壓發(fā)生持續(xù)降低后，獲得了580V的雙向DC∕DC高壓端電壓并保持穩(wěn)定狀態(tài)。上述仿真結(jié)果表明，本設(shè)計的雙向DC∕DC 變換器主電路與Boost電路各項參數(shù)處于較優(yōu)的狀態(tài)，能夠?qū)崿F(xiàn)對混合儲能系統(tǒng)進行穩(wěn)定高效控制的目標。

上述研究結(jié)果顯示，本設(shè)計的雙向DC∕DC變換器電感與電容值滿足系統(tǒng)運行要求，可以實現(xiàn)雙向DC∕DC 變換器的快速響應(yīng)，能夠快速控制電流值，并獲得穩(wěn)定的電壓參數(shù)，能夠滿足優(yōu)異的動態(tài)調(diào)控性能。

4 結(jié)論

（1）在Buck 模式下進行仿真測試看到，雙向DC∕DC 變換器高壓側(cè)電流逐漸升高，產(chǎn)生了持續(xù)上升的最高輸出功率。雙向DC∕DC變換器與Buck電路達到了合理的參數(shù)，能夠達到混合儲能系統(tǒng)要求達到的穩(wěn)定性與快速性控制標準。

（2）本設(shè)計的雙向DC∕DC變換器主電路與Boost電路各項參數(shù)處于較優(yōu)的狀態(tài)，能夠?qū)崿F(xiàn)對混合儲能系統(tǒng)進行穩(wěn)定高效控制的目標。電感與電容值滿足系統(tǒng)運行要求，可以實現(xiàn)雙向DC∕DC變換器的快速響應(yīng)，能夠快速控制電流值，并獲得穩(wěn)定的電壓參數(shù)，能夠滿足優(yōu)異的動態(tài)調(diào)控性能。