并網光伏系統中3L-T-type QZSI參與電網電壓不平衡控制

王強, 李上楊, 張津

(1.三峽大學電氣與新能源學院, 宜昌 443002; 2.智慧能源技術湖北省工程研究中心, 宜昌 443002)

根據《“十四五”可再生能源發展規劃》和中國能源領域戰略部署,預計太陽能發電量將在2025年實現翻倍。隨著大規模間歇性能源接入配電網,需對并網逆變器進行有效控制。在電網電壓平衡的情況下,可較容易地實現光伏系統高效并網運行。然而,當電網電壓不平衡時,并網逆變器輸出功率將出現二倍頻波動,為實現在電網電壓不平衡情況下的逆變器穩定并網運行,目前對逆變器并網的主流控制策略是設定不同的控制目標,以不同的控制方法跟蹤不同的并網電流參考值。文獻[1]建立了電網電壓不平衡情況下的脈寬調制(pulse width modulation, PWM)整流器的廣義模型,推導出以有功功率調節為目標的正負序電流參考指令,并采用同步旋轉坐標比例積分(proportional integral, PI)控制進行調節,但PI控制需要多次變換坐標與正負序分離,控制復雜;比例諧振(proportional resonant, PR)控制可以避免PI控制的不足,文獻[2]基于模塊化多電平換流器的靜止同步補償器(modular multilevel converter-static synchronous compensator, MMC-STATCOM)模型,通過無源控制策略控制MMC在系統參數變化或存在外部擾動的情況下穩定運行,但無源控制依賴準確的系統數學模型,若有誤差,控制器的輸出將存在較大偏移;文獻[3]在電網不平衡情況下,基于滑模控制器控制三電平直接矩陣變換器輸入功率和輸出電壓補償方法,但滑模控制器的參數選擇不當,會使系統在滑模面附近抖動;文獻[4]提出一種在電網電壓不平衡時,適用于大功率應用中的電壓源變換器(voltage source converter, VSC)振蕩波衰減和消除非特征直流電壓和交流電流諧波的兩級控制方法,但其更適用于大功率系統應用。現利用無差拍控制(dead-beat control, DBC)方法,相比于上述控制方法,無差拍控制具有對外部干擾響應速度快的特點,能在較短的時間內結束過渡過程。

在并網逆變器方面,自2003年Peng[5]提出阻抗源逆變器(Z-source inverter, ZSI),其改進型拓撲結構在輸入電壓范圍寬的場合有了具體的應用,如光伏發電[6-7]、風力發電[8-9]等。文獻[10]在Z源逆變器的基礎上,提出的準Z源逆變器(quasi-Z source inverter,QZSI);三電平逆變器對比于兩電平來說具有一定的優點,例如,提供了更低的電磁干擾水平、更高的轉換效率、更低的半導體應力[11-12]。中性點鉗位(neutral-point-clamped, NPC)是三電平逆變器中一種典型的拓撲結構;另一種三電平拓撲是T型拓撲,與NPC相比,它通過減少開關導通數,在較低的開關頻率下降低了開關損耗[13]。三電平逆變器的輸出性能主要取決于調制算法[14-15]。文獻[16]在傳統的空間矢量脈寬調制(space vector pulse width modulation, SVPWM)算法的基礎上,在電壓外環結合BP(back propagation)神經網絡,電流環結合分數階控制方法,提出一種基于小矢量的SVPWM策略,提高整流系統中的魯棒性和快速性;文獻[17]提出了用于3L-NPC Z源逆變器SVPWM,在傳統NPC逆變器狀態序列中插入開關直通狀態,調整直流側電壓輸出能力;文獻[18]中提出了一種新型SVPWM,該SVPWM應用于與阻抗源網絡耦合的單相三電平降壓升壓全橋NPC逆變器,通過在調制中引入不完全直通狀態,雖減少了開關轉換頻率,但增加了計算復雜度。以上研究所采用的調制方法在三相T型三電平準阻抗源網絡中有一定的局限性,在極端條件下缺少對其直流側電壓起支撐作用。現利用載波電平位移脈寬調制(level-shifted PWM, LS-PWM)技術,通過平移調制信號,在開關序列中加入直通狀態可調整直流側電壓,輸出開關信號,能夠在電網電壓不平衡以及間歇性能源出力較低的極端情況下,實現對直流側電壓的調整。

綜上,現基于3L-T-type QZSI,以并網有功功率恒定且系統以單位因數功率并網運行為目標,準Z源網絡結合電平位移脈寬調制(level-shifted PWM, LS-PWM)技術,利用無差拍控制器,通過更改直通狀態占空比和疊加平衡分量,實現在不同的間歇性能源出力情況與電網環境下,有功功率恒定并網,同時實現直流母線電壓控制和中性點電壓平衡。最后,通過MATLAB/Simulink仿真結果驗證了上述功能。

1 光伏并網用3L-T-type QZSI原理

1.1 拓撲結構

文中所提及的逆變器整體電路結構,如圖1所示。具體由以下模塊組成主電路:光伏陣列、準Z源網絡、T型三電平逆變器、濾波器以及電網eg。光伏組件的輸出電壓為UPV,輸出電流為IPV;濾波器電感為Lf;準Z源網絡由電容C1～C4、電感L1～L4以及二極管D1、D2組成。

圖1 3L-T-type QZSI拓撲結構Fig.1 3L-T-type QZSI topology structure

1.2 工作原理

以三電平逆變器中的a相為例,a相的4個功率開關管的不同開關組合可以輸出3種不同電平,具體如表1所示。

表1 a相輸出狀態及電壓與開關導通關系Table 1 The relationship between the output state and voltage of phase a and the conduction of the switch

3個相位和3種開關狀態被組合成了33=27種有效的開關狀態,如圖2所示。

圖2 三電平逆變器開關狀態空間矢量圖Fig.2 Switching state space vector diagram of three-level inverter

在傳統T型三電平電路,除表1中前3種開關狀態,不允許互補開關(Sx1與Sx3,Sx2與Sx4,x=a,b,c)同時導通,這會導致直流側的電容器短路。然而由于準Z源網絡的存在,允許互補開關同時導通,定義為直通狀態(shoot-through state,ST),若Sx1與Sx3同時導通會導致網絡上半直流鏈直通(upper shoot-through state, UST);若Sx2與Sx4同時導通,會導致網絡下半直流鏈直通(lower shoot-through state,LST);若Sx1～Sx4全部導通,會導致整個網絡直流鏈直通(full shoot-through state, FST),反之,若上下直流鏈均不相通,則為非直通狀態(non shoot-through state, NST)。不同狀態的等效電路,如圖3所示。在直通狀態期間,能量儲存在電感器中;在非直通狀態期間,能量被轉移到電容器和負載中。電感和電容在這兩種狀態下周期性地充放電,從而實現直流鏈電壓的泵升。直流側電壓的升降是通過改變直通狀態的占空比D0來調整的。

圖3 不同狀態的等效電路Fig.3 Equivalent circuit in different states

ST狀態的持續時間設置為T0。ST占空比為D0=T0/TS,其中TS為開關周期。由于準Z源網絡是對稱的(即L1=L3=L2=L4和C1=C4=C2=C3),通過無源元件的電壓為uL1=uL3,uL2=uL4和uC1=uC4,uC2=uC3。假設逆變器以連續導通模式操作,而后,由于在穩定狀態下,一個開關周期內電感器兩端的平均電壓應為零,因此升壓因數B為

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(2)

2 電網電壓不平衡逆變器的控制

2.1 并網參考電流分析

當電網電壓不平衡時,根據功率理論有

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式(3)中:ω為頻率;t為時間;P0、Q0分別為瞬時有功、無功功率的直流分量;Ps2、Pc2、Qs2、Qc2為電網電壓不平衡時的正余弦二倍頻分量。式(4)中:U+α、U-α、I+α、I-α為αβ坐標軸下電網電壓Uα、并網電流Iα的正序和負序分量;U+β、U-β、I+β、I-β為αβ坐標軸下電網電壓Uβ、并網電流Iβ的正序和負序分量。

由式(3)和式(4)可知,當電網電壓不平衡時,并網功率中將出現二倍頻分量脈動。設控制目標為并網有功功率恒定且系統以單位因數功率并網運行。同時,文中研究對象為接入低壓配電網的光伏系統,考慮到GB/T 19964—2012對接入配電網的分布式光伏系統在電網電壓跌落時的無功支撐能力沒有要求[19],為簡便起見,假設并網系統僅向電網傳輸有功功率,即令Q0=0,若滿足上述目標,則令Pc2=Ps2=Q0=0,即

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式(5)中:P*為系統并網功率參考指令。

由式(5)可得并網電流參考指令為

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式(6)中:D=[(U+α)2+(U+β)2]-[(U-α)2+(U-β)2]。

對于本文外的控制方案,如無功功率恒定控制、平衡電流控制等,其控制原理相似,在此不多加贅述,且若同時實現有功與無功功率恒定控制,會導致并網電流產生較大的諧波,無法滿足并網要求[20-21]。

2.2 電網電壓的正負序分離

在得到并網電流參考指令之后,需要進行電網電壓的正負序分離計算。

在正負序分離方法中,延時消除法需要將信號延時1/4周期,原理簡單,便于實現,但在電網頻率波動時誤差較大;陷波法對控制系統穩定性影響較大。因此文中采用二階廣義積分器(second order generalized integrator, SOGI)提取電網電壓正序分量U+α、U-α,和負序分量U+β和U-β。SOGI基本結構如圖4所示。

圖4 SOGI基本結構Fig.4 SOGI basic structure

SOGI能實現90°移相產生正交信號,并且能夠消除高次諧波,其傳遞函數為

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具體的分離結構如圖5所示,負序同理;式(7)、式(8)可看成帶通濾波器和低通濾波器結構,αβ軸分量經過SOGI獲得同相位同幅值分量以及正交分量,最后經過疊加可得到正負序分量。

圖5 基于SOGI正序分量檢測結構Fig.5 SOGI based positive sequence component detection structure

2.3 無差拍控制器

以a相為例,由于逆變器a相輸出電壓ua和電網電壓ueg通過L型濾波器連接,結合拓撲圖1,可以獲得輸出電流ia的連續時間動態關系為

(9)

電壓ua是逆變器的a相輸出電壓,由3個電壓電平(UP0、0和UN0)組成,取決于在特定時間段內施加的開關狀態。另一方面,由于開關周期TS(1/20 000 s)明顯短于電網電壓周期Teg(1/50 s),因此電壓ueg可以被認為在一個開關周期內是恒定的。因此,對于正電流半周期,在Sa1接通狀態(P狀態)期間,施加到電感Lf的電壓uLf為:UPO-Rfia-ueg;在Sa1斷開狀態(O狀態)期間施加到電感Lf的電壓uLf為:0-Rfia-ueg。

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(11)

另一方面,對于參考電流的負半周,解釋類似,獲得Sa2的占空比,即

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圖6 無差拍控制示意圖Fig.6 Schematic diagram of dead-beat control

2.4 一種基于載波的調制方法

3個調制信號da、db、dc是PWM模塊的輸入。它們與傳統的PWM方案一樣使用。另外3個調制信號d′a、d′b、d′c是通過將da、db、dc向上移位ST占空比(D0)(對于正半周期)和向下移位ST占比(D0)(對于負半周期)并且僅使用對應信號最大或最小的部分來生成的,其中一個開關周期如圖7所示。然后,通過將兩組調制信號與兩個垂直布置的同相載波信號C1和C2進行比較來生成切換信號(包括ST狀態)。

圖7 調制方案Fig.7 Modulation scheme

在這6個參考信號下,做如下調制:對于任何相支路x,當d′x>C1時,Sx1導通;當dxC2時開啟Sx2。如果沒有ST狀態,則Sx3和Sx2將分別具有與Sx1和Sx4互補的狀態。在圖7中,UST狀態可以在Sa2和Sa4的接通狀態的重疊上觀察到;LST狀態可以在Sb1和Sb3的接通狀態的重疊上觀察到。

2.5 中點電位不平衡控制

在理想情況下,由于3L-T-type QZSI的對稱性,可得電容電壓uC1=uC4,uC2=uC3。中點不平衡是指這些電容器電壓的不平衡狀態。它可能由不正確的控制脈沖、不平衡的負載條件或不理想的電容值產生。中點電壓不平衡會增加輸出電壓諧波,并可能損壞開關設備。文中采用統一中點平衡控制法控制中點電位的平衡。

圖8顯示了一對冗余矢量(ONN和POO)的等效電路。冗余矢量將一個相位連接到中性點,從而改變負載電流流入或流出中性點的方向。統一中點平衡控制法是在分析了中點電位受原先調制波與冗余矢量的影響后,根據流入中點的電荷變化,在一個開關周期TS內,計算出將中點電位恢復至平衡狀態的平衡分量,疊加的平衡分量d0為

圖8 冗余矢量等效電路Fig.8 Redundant vector equivalent circuit

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式(13)中:uC2、uC3為電容C2、C3電壓,C=C2=C3;fs為載波頻率;ionp為瞬時流入中性點的電流,其大小為[-sign(da)ia-sign(db)ib-sign(dc)ic]d0;iavnp為周期內流入中點平均電流,其大小為(1-|da|)ia+(1-|db|)ib+(1-|dc|)ic,其中da、db、dc為三相的調制波值。

2.6 直流側電壓調節

直流母線電壓UPN的控制是通過根據式(1)從光伏輸入電壓UPV的可變值調整D0來實現的,該電壓隨太陽輻照度而變化。由于直流母線電壓是一種脈沖電壓波形,因此不適合作為反饋信號,因此采用了一種間接的方法。從已經測量到的中點不平衡控制的電容器C2和C3電壓中,直流側峰值電壓的實際大小計算公式為

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圖9 系統控制框圖Fig.9 System control block diagram

2.7 系統控制結構

最后,由以上論述可得到整個系統的控制結構,如圖9所示。首先,采樣并網點的電壓、電流,直流側電壓與電容C2、C3電壓值;其次,通過SOGI法得到電網電壓正、負序分量,根據控制目標,結合系統參數生成在控制目標下的入網電流指令值;然后,根據電容C2、C3的電壓值進行中點電位平衡與直流側電壓控制;最后,由LS-PWM進行調制,輸出12個開關狀態。

3 仿真分析

文中采用MATLAB/Simulink仿真軟件,按照圖1所示拓撲與圖9所示控制框圖搭建模型,表2中數據進行在電網電壓不平衡情況下仿真模型的搭建。

表2 仿真參數Table 2 Simulation parameters

圖10所示為電網電壓波形,從圖10可知a相電壓跌落16%。

圖10 電網電壓波形Fig.10 Grid voltage waveform

工況1模擬晴天光照強度為1 000 W/m2情況,光伏陣列溫度為25 ℃,設置光伏陣列最大功率點電壓參考值為750 V,參考功率為16.5 kW,并網點a相電壓跌落16%;在t=0.1 s時,啟用有功功率恒定控制與中點電位平衡控制。

圖11為在工況1光伏組件出力良好情況下的仿真結果。從圖11(a)可以看出,在控制未啟用之前,有功功率存在明顯二倍頻振蕩,振蕩幅值在2.9 kW,恒定控制啟用后有功功率基本恒定,振蕩幅值縮小至0.6 kW,實現了并網有功功率恒定并網運行,但未將無功功率恒定作為控制目標實現,故無功功率中還存在有電網電壓不平衡引起的二倍頻脈沖波動,振蕩幅值為2.1 kVar。

圖11 模擬晴天光伏組件出力仿真情況Fig.11 Simulation of PV module power output on sunny days

圖11(b)為并網電流波形,對其在控制前后選取兩個時刻(t=0.05 s,t=0.12 s)進行傅里葉分解分析,結果如表3所示。在恒定控制啟用前,并網電流THD值符合并網諧波要求;在啟用有功功率恒定控制后,電流諧波有所上升,但依舊滿足IEEE Std.929—2000標準。

表3 工況1并網電流諧波變化Table 3 Harmonic variation of grid-connected current in working condition 1

工況2模擬多云、陰天情況:光照強度降至600 W/m2,溫度不變,根據光伏特性曲線,此時光伏陣列最大輸出電壓基本沒有變化,但參考功率從16.5 kW下降至10 kW。同樣在t=0.1 s時啟動控制。

圖12為在工況2下的仿真結果。此時由于環境條件變化,光伏組件輸出功率下降。同樣仍存在電網電壓不平衡情況,功率存在二倍頻振蕩,有功振蕩幅值為3.1 kW,控制策略啟用后縮小至0.5 kW,無功功率振蕩幅值在4.5 kVar,此情況下控制策略同樣適用,注入電網的有功功率基本恒定。

圖12 模擬多云天氣光伏組件出力仿真情況Fig.12 Simulation of PV module power output in cloudy weather

表4顯示了工況2下的控制前后并網電流THD值的變化,控制前后的并網電流THD值均符合并網諧波要求。

表4 工況2并網電流諧波變化Table 4 Harmonic variation of grid-connected current in working condition 2

工況3模擬陰雨天情況:光照強度降至100 W/m2,溫度不變,根據光伏特性曲線,光伏陣列最大輸出電壓從750 V降至720 V,參考功率降至1.595 kW。同樣在t=0.1 s時啟動控制。

圖13為在工況3下的仿真結果。此時光伏組件輸出效果較差,在抑制了二倍頻振蕩后容易受到其他干擾影響。

圖13 模擬陰雨天氣光伏組件出力仿真情況Fig.13 Simulation of PV module power output in rainy weather

表5顯示了工況3下的控制前后并網電流THD值的變化,此時的并網電流THD值也在臨界值邊緣。可通過其他濾波方法進一步減少諧波。

表5 工況3并網電流諧波變化Table 5 Harmonic variation of grid-connected current in working condition 3

圖14為傳統控制策略下工況1條件的仿真情況,為量化不同情況下的3L-T-type QZSI恒有功功率控制策略的響應特性,求出有功功率波動百分數λP與并網電流不平衡度εi,計算公式為

圖14 傳統控制策略下仿真情況Fig.14 Simulation under traditional control strategy

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表6 不同情況下的量化指標Table 6 Quantitative indicators in different situations

由表6可知,文中的控制策略在不同情況下都能夠對有功功率的二倍頻波動有一定的抑制效果。

圖15為中點電壓平衡控制波形,在未加入平衡分量之前,中點上下電容直接有明顯的電壓波動,且波動幅度在±3 V以內;在加入了平衡分量后,電容電壓波動大幅度減小,縮小到±0.02 V以內,平衡效果明顯。

圖15 中點電位平衡Fig.15 Midpoint potential balance

圖16 直流側電壓控制Fig.16 DC-side voltage control

4 結論

文中提出一種在電網電壓不平衡情況下基于3L-T-type QZSI并網的控制策略,采用SOGI實現準確的電網電壓正負序分離,根據控制目標來計算并網電流參考指令,采用無差拍跟蹤器進行控制,并且基于LS-PWM技術,通過更改開關直通狀態占空比和疊加平衡分量,實現了直流側電壓控制與中點電壓平衡。得到如下主要結論。

(1)在電網電壓不平衡的情況下,依然可實現并網有功功率恒定,并網電流諧波在啟用控制后會有少許增加,但仿真結果表明,其諧波相對值能控制在合理的范圍內,滿足IEEE Std.929—2000并網標準。

(2)結合準Z源網絡,通過平移調制信號,在調制中加入開關的直通狀態,實現在天氣情況較差時,光伏組件出力不足的情況對直流側電壓的升壓控制。

(3)利用統一中點平衡控制方法,疊加的平衡分量可很好地控制中點電壓的平衡,也改善了3L-T-type QZSI的并網運行性能,為準Z源網絡的工程應用提供了有益的參考。