寬范圍輸入三電平半橋LLC變換器混合控制

摘 要：

針對傳統變頻（PFM）控制的LLC諧振變換器在寬電壓輸入條件下效率低的問題，提出一種三電平半橋LLC諧振變換器的變頻-移相（PFM-PS）混合控制策略。首先，分析三電平半橋LLC諧振變換器的工作模態，建立其等效模型，獲得了移相控制和變頻控制下的電壓增益曲線。其次，分析了變頻控制的工作區間與軟開關特性，推導得到了移相控制下實現軟開關的最小占空比。通過混合控制策略，在升壓時采用變頻控制和在降壓時采用移相控制，相較于全變頻控制和全移相控制，混合控制可在較小頻率變化范圍內對電壓進行升降壓，在全增益范圍內實現軟開關，獲得較寬的電壓增益范圍，提升了變換器的效率。最后，通過仿真和輸入500～800 V/4.5 kW實驗樣機驗證了所提出混合控制策略的有效性。

關鍵詞：諧振變換器；變頻控制；電壓增益；混合控制；寬電壓

DOI：10.15938/j.emc.2024.02.012

中圖分類號：TM46

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）02-0120-09

收稿日期： 2022-07-18

基金項目：安徽省自然科學基金杰青項目（2108085J24）；安徽省自然科學基金青年項目（2108085QE239）;安徽省高校自然科學研究項目（KJ2020A0031）

作者簡介：胡存剛（1978—），男，博士，教授，博士生導師，研究方向為電力電子技術、新能源汽車電驅動和智能電源；

劉 威（1998—），男，碩士，研究方向為高功率密度諧振變換器；

朱文杰（1987—），男，博士，講師，研究方向為功率變換器建模與控制；

張治國（1985—），男，博士，高級工程師，研究方向為高功率密度模塊電源；

李善慶（1966—），男，研究員級高級工程師，研究方向為功率電源與集成設計。

通信作者：朱文杰

Hybrid control strategy of three-level half bridge LLC converter with wide input voltage range

HU Cungang1， LIU Wei1， ZHU Wenjie1， ZHANG Zhiguo2， LI Shanqing2

（1.School of Electrical Engineering and Automation， Anhui University， Hefei 230601， China; 2.ECU Electronics Industrial Co.， Ltd.， Hefei 230088， China）

Abstract：

Aiming at the low efficiency of traditional pulse frequency modulation（PFM） method in LLC resonant converters under wide voltage input conditions， the hybrid control strategy of pulse frequency modulation-phase shifting （PFM-PS） was proposed. The working modes of the three-level half-bridge LLC resonant converter were analyzed， and the model was established firstly. Voltage gain range curves of PFM and PS method were obtained. Then the working conditions and soft switching were analyzed. The minimum duty cycle of PS method was derived to achieve ZVS. The hybrid control was proposed with PFM and PS used in voltage step up and step down mode respectively. Compared with only PFM or PS method， the hybrid control has ability of voltage step-up or step-down in small frequency range. A wide voltage gain range is realized through hybrid control， which improves the overall efficiency of the converter. Finally， the feasibility of the proposed hybrid control strategy is verified by simulation and input 500-800 V/4.5 kW experimental platform.

Keywords：resonant converter; variable frequency control; voltage gain; hybrid control; wide voltage

0 引 言

近年來，隨著新能源技術的不斷發展，對電能轉換模塊的要求越來越高，LLC諧振變換器憑借其結構簡單、軟開關特性明顯和功率密度大等特點，相比于其他的隔離型變換器拓撲更具有優勢［1-5］，在電動汽車充電、低壓直流用電、分布式光伏發電等領域有廣泛的應用。

隨著LLC諧振變換器應用前景的日漸廣闊，有大量的文獻對LLC諧振變換器進行研究。文獻［6］將交錯級聯結構應用于LLC上，通過多模式的變頻控制來增加變換器的增益范圍，這種結構雖然在較窄的頻帶范圍內實現了較寬的增益，但是交錯并聯的結構同樣帶來了均流的問題，實現過程比較復雜。文獻［7］提出一種改進型LLC諧振變換器，在傳統LLC諧振變換器的基礎上，將副邊的2個二極管替換成2個開關管，通過副邊開關管的交疊導通來增加整個變換器的增益范圍，整體采用定頻控制，這種增加開關管數目的方式雖然能實現擴展增益目的，但控制更加復雜，且相同電壓輸入下較三電平LLC變換器原邊開關管承受的電壓應力更高。文獻［8］提出復合式全橋三電平拓撲，采用定頻控制，在低電壓增益模式時工作在3L模式，在高電壓增益模式時工作在2L模式，這種雖然能實現較寬的電壓輸入范圍，但是開關管數目多，控制復雜。文獻［9］將移相控制（phase shift，PS）引入混合型全橋LLC拓撲，實現了3倍的輸出電壓范圍，但是其結構復雜，工作狀態較多分析難度大。文獻［10］將變頻-移相控制方式應用在雙向LLC諧振變換器中，使得LLC諧振變換器在擁有寬電壓增益的同時，實現原邊的ZVS、副邊的ZCS以及能量的雙向流動，但雙向的結構復雜且控制難度大。文獻［11］將T型三電平拓撲引入LLC諧振變換器，將變頻控制，移相控制變模態控制等多種控制方式混合，實現了8倍的超高電壓增益比，但是開關管數目多，且控制方式復雜。文獻［12］設計一種在高電壓增益時采用變頻（pulse frequency modulation，PFM）控制，在低電壓增益時采用移相斬波控制（PS-PWM）的LLC諧振變換器，這種控制雖然實現較寬的電壓輸入范圍，但是變換器工作在PS-PWM模式下時占空比減小，效率降低。

本文采用三電平半橋LLC拓撲，將移相和變頻兩種控制方式引入，并對其控制方式軟開關實施條件進行分析，保證變換器在全增益范圍內實現軟開關，同時考慮軟啟動過程。實現較寬范圍輸入電壓的同時，保證一次側開關管ZVS和二次側整流管ZCS，同時極大地抑制啟動時的浪涌電流，保護開關管，提高變換器整體效率。

1 三電平半橋LLC基本特性

1.1 拓撲結構和原理

圖1為三電平半橋LLC諧振變換器結構，4個開關管Q1～Q4（包括體二極管D1～D4和寄生電容C1～C4），直流母線電容Cd1、Cd2，鉗位二極管D5、D6和飛跨電容Css1，諧振電感Lr，諧振電容Cr，勵磁電感Lm構成諧振腔；T是高頻變壓器，Dr1～Dr4是輸出整流二極管，Co是輸出濾波電容，RL是負載。

本文采用移相控制和變頻控制兩種方式混合的控制方法，為了方便分析兩種控制方式的工作過程，進行以下假設：1）所有元器件都為理想器件；2）輸出電容Co足夠大，輸出電壓恒定，母線電容Cd1、Cd2和飛跨電容Css1也足夠大，他們的電壓均為0.5Vin；3）開關管的電流在其開/關瞬態期間是恒定的；4）開關管寄生電容C1=C2=C3=C4=Coss。

移相控制和變頻控制的主要波形分別如圖2和圖3所示。

以移相控制的關鍵波形為例來具體分析，三電平半橋LLC的工作原理和各模態的工作過程如下：

模態0（t0～t1）：t0時刻Q3寄生電容C3電壓上升至Vin/2 ，Q2寄生電容C2兩端電壓下降為0，為Q2零電壓開通提供條件。諧振腔輸入電壓uab為Vin/2，諧振電感Lr和諧振電容Cr參與諧振，勵磁電感Lm兩端電壓被副邊電壓鉗位為nVo，勵磁電流iLm線性上升，諧振電流iLr經體二極管D1、D2續流。

模態1（t1～t2）：t1時刻，諧振電流iLr由負變正，體二極管D1、D2自然關斷，諧振電流正向流過開關管Q1、Q2，勵磁電流為負，諧振電感Lr和諧振電容Cr參與諧振。

模態2（t1～t2）：t2時刻勵磁電流iLm由負變正，與諧振電流iLr同向且繼續增加。

模態3（t3～t4）：t3時刻，Q1關斷，諧振電流iLr對Q1寄生電容C1充電，Q4寄生電容C4放電。諧振電感Lr和諧振電容Cr繼續諧振，勵磁電流iLm繼續上升。直至Q1寄生電容C1兩端電壓上升為Vin/2，寄生電容C4兩端電壓下降為0，體二極管D4導通，為下一時刻開關管Q4零電壓開通提供條件。

模態4（t4～t5）：t4時刻，Q4開通，寄生電容C1兩端電壓上升為Vin/2，二極管D5導通，飛跨電容Css1兩端電壓被固定在Vin/2，并通過開關管Q2和體二極管D4給諧振腔供電。諧振電流iLr減小，勵磁電流iLm增大，直至iLr=iLm。

模態5（t5～t6）：t5時刻，勵磁電流等于諧振電流，通過二極管Dr1和Dr4的電流為0。Dr1和Dr4零電流關斷，二次側與一次側分開，負載由輸出電容提供。Lr、Lm和Cr同時參與諧振。由于勵磁電感Lm很大，在此階段電流可近似認為不變。

模態6（t6～t7）：t6時刻，Q2關斷，諧振電流iLr經飛跨電容Css1對寄生電容C2充電，對寄生電容C3放電，直至寄生電容C2兩端電壓上升為Vin/2，寄生電容C3兩端電壓降為0，體二極管D3導通，為下一時刻開關管Q3零電壓開通提供條件。

1.2 電壓增益分析

為了實現較高的工作效率LLC諧振變換器常工作在諧振點附近，因此采用基波分析法（first harmonic approximation， FHA），即只考慮基波傳輸能量的情況，將半橋三電平LLC變換器的拓撲結構進行簡化，逆變橋輸出交流方波uab作為輸入，保留諧振腔部分，負載和整流橋部分折算到原邊的等效電阻為Rac，簡化后的拓撲如圖4所示。

2.2 混合控制策略

由圖5（a）看出在PFM模式下，當開關頻率等于諧振頻率即歸一化頻率fn=1時，電壓增益恒為1，與負載大小無關；當開關頻率小于歸一化頻率時，電壓增益先增大后減小，變換器工作在升壓模式；當開關頻率大于歸一化頻率時，電壓增益小于1，變換器工作在降壓模式；由此可見變頻模式可以實現變換器的升降壓，然而在降壓模式下，增益變化隨頻率變化并不明顯，要想實現較大的增益變化范圍需設置很寬的頻率變化范圍，而過寬的頻率變化范圍會導致磁性元件設計困難。

在PS模式下，LLC諧振變換器固定開關頻率，通過調節占空比D改變電壓增益，增益隨占空比D減小而減小，且恒小于1。由此可知，在PS模式下，LLC諧振變換器工作在降壓模式下。

若想在較小的頻率變化范圍內實現較大的電壓增益，可以將變頻控制的降壓部分用移相控制代替，即變換器在升壓模式時采用變頻控制，降壓模式時采用移相控制的混合控制。

圖6為變頻控制和混合控制的電壓增益范圍，可以看出在全變頻控制方式下，歸一化頻率范圍在fr1/fr～2，增益變化范圍是MPFM，混合控制方式歸一化頻率范圍在fr1/fr～1，增益變化范圍是MPFM-PS，然而MPFM明顯小于MPFM-PS，且結合上文分析在全變頻控制方式下，歸一化頻率在1～2范圍時變換器無法實現軟開關。因此相較于全變頻控制和全移相控制，混合控制可以在較小的頻率變化范圍內實現變換器的升降壓控制，減小磁性元件的設計難度，且在全增益范圍內可以實現軟開關。

圖7是混合控制的工作原理，變換器輸出電壓與參考電壓進行比較做差，經過PI調節器校正進入壓控振蕩器，壓控振蕩器將電壓信號轉化為頻率信號，計算所得開關頻率與諧振頻率fr比較。當計算頻率小于諧振頻率變換器工作在PFM模式下，當計算出的開關頻率等于諧振頻率且輸出電壓仍無法到達參考電壓，則進入PS模式，繼續調節占空比使輸出電壓達到參考值。

表1是常采用混合控制的不同的LLC拓撲的對比，三電平半橋LLC較三電平全橋LLC而言，原邊開關管承受的電壓應力相同，但三電平全橋LLC開關管數量是三電平半橋LLC的一倍，相同的控制方式三電平全橋控制要更加困難，且在中低功率的應用場合三電平全橋LLC成本較三電平半橋LLC更大。全橋LLC和三電平半橋LLC有相同數量的開關管數目，但全橋LLC每個開關管承受的電壓應力是半橋LLC的一倍，這也意味著在較寬輸入電壓的范圍，全橋LLC開關管的選擇要更加苛刻。因此在采用混合控制的寬輸入中低功率的電源中三電平半橋LLC拓撲是比較合適的選擇。

3 仿真與實驗驗證

為驗證本文所提出的混合控制策略的有效性，進行了仿真驗證，并設計了輸入范圍500～800 V、輸出300 V/15 A和額定功率4.5 kW的LLC諧振變換器實驗平臺，實物如圖8所示。變換器的電路參數如表2所示。

3.1 仿真驗證

仿真中，設置輸入電壓為電壓600 V，輸出電壓300 V。由圖9（a）LLC諧振變換器在啟動時不采用軟起動，啟動瞬間浪涌電流接近112 A，瞬時的大電流除了會造成硬件過流保護的誤觸動，也會損壞器件，嚴重時會燒壞整個變換器；圖9（b）采用軟啟動控制，設定PI輸出初始值3fs，經壓控振蕩器轉換得到3fs的PWM波增大諧振腔的輸入阻抗，實現軟啟動，軟啟動瞬間電流接近20 A，之后開關緩慢減低頻率到正常工作頻率，浪涌電流較不采用軟啟動時相比有較大的減小。

圖10是副邊二極管的電流id、電壓Ud，由圖可以看出混合控制下，PFM模式和PS模式均能實現副邊的ZCS。由仿真結果可知，在給定額定電壓時，LLC諧振變換器能實現軟啟動，進行浪涌電流的抑制，在穩態過程中能夠實現一次側開關管ZVS，二次側整流二極管ZCS。與理論分析一致。

在仿真中設置模式切換點電壓為700 V，輸入電壓低于700 V時采用變頻控制，高于700 V采用移相控制。由圖11可知，在0.025 s輸入電壓由600 V切換至800 V，LLC變換器由變頻控制切換為移相控制（PFM-PS），在0.055 s輸入電壓切換至500 V控制模式，由移相控制再切換至變頻控制（PS-PFM），輸出電壓能夠穩定在參考電壓300 V。

在模式切換處時，為防止輸出在切換點來回振蕩，狀態切換點不能設置為單一點，應設置為滯環控制如圖12所示，當輸入電壓上升至PFM模式最大調節值時切換為PS模式；當輸入電壓下降至PS模式調節最小值時，切換為PFM模式。因此PFM最大值應比PS模式調節最小值高，繼而形成一個緩沖區，使得電路能夠可靠切換，避免了單點切換的不穩定振蕩。

3.2 實驗驗證

為驗證所提出方案的可行性，搭建一臺4.5 kW實驗樣機，設置輸出電壓為300 V，在保證LLC諧振變換器一次側實現ZVS的條件下，控制LLC諧振變換器輸入電壓500～800 V進行驗證。

圖13是變換器工作時軟啟動波形，其中CH3是諧振電流，CH2是諧振腔輸入電壓，CH1是輸出電壓，從圖13可以看出在啟動瞬間開關頻率較高，啟動時的浪涌電流小，當電壓上升至150 V時，變換器進入閉環，開關頻率逐漸降低至正常工作頻率。

圖14是開關管Q1驅動電壓Vgs和漏源極電壓Vds波形圖，CH1是開關管漏源極電壓，CH2是驅動電壓，在漏源極電壓下降至0時，驅動電壓開始上升，開關管實現ZVS。

圖15為輸入500 V/670 V下LLC變換器在PFM 模式下實驗波形。圖15（a）中，CH3是諧振電流，CH2是諧振腔輸入電壓，CH3是變壓器二次側電流，CH1是輸出電壓。由圖15（a）可以看出，在PFM模式下諧振電流近似于正弦波，變壓器二次側電流處于斷續模式，即整流二極管實現ZCS，輸出電壓穩定，紋波較小。圖15（b）中，CH1是DSP側驅動波形，從圖中看出隨著輸入電壓升高工作頻率也升高，導致了驅動波形產生尖峰，二次側電流處于斷續模式的臨界位置，諧振電流愈發接近正弦波。

圖16為輸入電壓為800 V下LLC諧振變換器工作在PS模式的實驗波形，CH1是DSP側驅動波形，CH2是諧振腔輸入電壓，CH3是諧振電流，CH4是整流二極管波形。由圖16可以看出，在移相模式下諧振電流依舊近似正弦波，整流二極管電流工作在斷續模式下，能夠實現ZCS，輸入電壓的零電平占比明顯上升，驅動電壓與PFM模式工作在最大頻率下相似。

圖17是變換器模式切換波形，變換器在切換點處由PS模式切換至PFM，其中CH3是諧振電流，CH1是開關管Q1 DSP側驅動波形。

為對比全變頻控制與混合控制效率，在除變壓器匝比和諧振腔參數不同其余指標完全相同的兩臺樣機上進行實驗，結果如圖18所示。從圖中可以看出，相同輸入電壓時混合控制和全變頻控制開關頻率和效率并不相同，混合控制在模式切換點處達到最大效率96.1%，全變頻控制在最大輸入電壓時達到最高效率95.3%，兩種控制方式均在諧振頻率處達到最大效率。但相較于全變頻控制，混合控制的最大效率提高了1%左右，且LLC諧振變換器常工作于模式切換點處，因此采用混合控制的三電平半橋LLC諧振變換器在工作范圍內的效率整體要高于全變頻控制。

4 結 論

本文針對三電平半橋LLC諧振變換器的電壓增益問題，通過對其工作原理、增益特性、軟開關特性以及控制方式進行分析，提出一種PFM-PS的混合控制策略，在保證變換器全范圍內能實現軟開關的條件下，提高了電壓增益范圍，減小了頻率變化范圍，使得變換器磁性元件設計難度降低。搭建仿真和實驗平臺對混合控制策略進行驗證。結果表明本文提出的混合控制策略較傳統的變頻控制策略在相同的頻率變化范圍下具有更寬的電壓增益范圍和更高的效率。

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（編輯：劉琳琳）