基于功率開關(guān)-二極管基本單元多電平逆變器及其功率均衡調(diào)制策略研究

摘"要：

針對級聯(lián)H橋型多電平逆變器開關(guān)器件隨逆變器輸出電平數(shù)增加顯著增多的問題，提出一種以功率開關(guān)器件-二極管為基本單元的新型多電平逆變器。該逆變器僅使用較少開關(guān)器件即可實現(xiàn)高質(zhì)量電平輸出，且該拓?fù)溟_關(guān)損耗低、效率高，不僅易于擴(kuò)展還能有效避免級聯(lián)單元間電流倒灌等問題。針對傳統(tǒng)正負(fù)反向?qū)盈B載波調(diào)制策略調(diào)制下逆變器存在級聯(lián)單元間輸出功率不均衡的問題，在傳統(tǒng)調(diào)制策略基礎(chǔ)上推導(dǎo)分析區(qū)域功率，提出了一種基于部分載波循環(huán)的功率均衡調(diào)制策略，并驗證了載波循環(huán)規(guī)律的普適性，所提調(diào)制策略能在保持輸出電壓波形質(zhì)量不變的情況下，載波僅變換2（n-1）次即可在nTo/2內(nèi)實現(xiàn)級聯(lián)單元輸出功率均衡以及開關(guān)損耗平均分配，并提高電源利用率。最后搭建兩單元七電平逆變器實驗平臺對所提調(diào)制策略進(jìn)行了實驗驗證。

關(guān)鍵詞：新型多電平逆變器；開關(guān)損耗；電流倒灌；載波循環(huán)；區(qū)域功率重組；功率均衡

DOI：10.15938/j.emc.2024.01.015

中圖分類號：TM464

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）01-0152-12

Multilevel inverter based on power switchdiode basic unit and its power balance modulation strategy

YE Manyuan，"YU Shengming，"LIU Wenfang，"SHAO Yunpeng，"CHEN Yinbo，nbsp;XING Ruixin

（School of Electrical and Automation Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China）

Abstract：

To solve the problem that the switching devices of cascaded Hbridge multilevel inverter increase significantly with the increase of inverter output levels， a new type of multilevel inverter based on power switching devicediode was proposed. The proposed inverter can achieve high quality level output with only a few switching devices， and the topology has low switching loss and high efficiency， which is not only easy to expand， but also effectively avoids problems such as current backflow between cascaded units. Under the pulse opposite disposition PWM， the inverter has the problem of unbalanced output power between units. Based on this modulation strategy and through the derivation and analysis of regional power， a power balance modulation strategy based on partial carrier cycle was proposed， and the universality of the carrier cycle law was verified. The proposed modulation strategy can achieve the output power balance of cascaded units and the average distribution of switching losses within nTo/2 after the carrier is transformed 2（n-1） times while keeping the output voltage waveform quality unchanged， and the power utilization is improved. Finally， the proposed modulation strategy is experimentally verified on the experimental platform of the twounit sevenlevel inverter.

Keywords：novel multilevel inverter; switching loss; current backflow; carrier rotation; regional power recombination; power balance

0"引"言

多電平逆變器可以產(chǎn)生高質(zhì)量的階梯交流電壓，具有低諧波含量、開關(guān)狀態(tài)冗余以及共模電壓小等優(yōu)勢，可適用于各種電力場合[1]。傳統(tǒng)多電平逆變器包含中點鉗位型（neutral point clamped，NPC）、電容鉗位型（flying capacitor，F(xiàn)C）和級聯(lián)H橋型（cascaded Hbridge，CHB）3種，但它們存在一個很大的局限性，即器件數(shù)量會隨著電平數(shù)的增加而激增，其中NPC和FC逆變器拓?fù)湓谔嵘娖綌?shù)的同時分別需要大量鉗位二極管和飛跨電容[2]。相比之下，CHB多電平逆變器因器件少、模塊化和可擴(kuò)性強(qiáng)等優(yōu)點得到廣泛應(yīng)用。

近年來，學(xué)者們根據(jù)CHB逆變器提出了基于基本單元級聯(lián)的逆變結(jié)構(gòu)，根據(jù)獲取直流電平的方式可分為電容分壓型、懸浮電容型以及開關(guān)-電源型3種[3]。文獻(xiàn)[4]提出的電容懸浮型基本單元拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，盡管減少了拓?fù)渲兄绷麟妷涸吹臄?shù)量，但是同時增加了電容數(shù)量，并沒有達(dá)到減少器件的目的，也不利于縮小逆變器的尺寸和重量，且電容電壓平衡問題使逆變器的控制難度增大。開關(guān)-電源型基本單元多電平逆變器為直流級聯(lián)型結(jié)構(gòu)，可以有效地解決CHB逆變器等交流級聯(lián)拓?fù)溆捎谌哂酄顟B(tài)存在的電流倒灌問題[5]，通常需要與獨立的H橋結(jié)構(gòu)結(jié)合輸出多電平交流電壓。文獻(xiàn)[6]采用兩個直流源對稱分布的基本單元結(jié)構(gòu)來減少開關(guān)器件的數(shù)量，增加了多電平逆變器的控制難度，同時難以實現(xiàn)級聯(lián)單元間輸出功率平衡。文獻(xiàn)[7]采用在H橋單元上增加直流源和開關(guān)管路徑來增加輸出電壓電平數(shù)，但該擴(kuò)展方式靈活性低，擴(kuò)展范圍小。文獻(xiàn)[8]利用半橋結(jié)構(gòu)實現(xiàn)電壓電平數(shù)的增加，進(jìn)一步減少了功率開關(guān)管的使用。

多電平逆變器的正常運(yùn)行與其調(diào)制策略息息相關(guān)。傳統(tǒng)正負(fù)反向?qū)盈B（pulse opposite disposition PWM，PODPWM）調(diào)制策略通過控制多電平逆變器級聯(lián)單元投入運(yùn)行數(shù)量來輸出連續(xù)變化的多電平PWM電壓波形，在實現(xiàn)逆變器輸出高質(zhì)量電壓波形前提下，無法同時實現(xiàn)級聯(lián)單元間輸出功率均衡，降低逆變器使用壽命[9]。針對該問題，文獻(xiàn)[10]在傳統(tǒng)PODPWM的基礎(chǔ)上循環(huán)變換載波分布位置，實現(xiàn)了級聯(lián)單元間輸出功率均勻分布，該策略功率均衡的時間為3To/2（其中To為輸出周期），響應(yīng)速度慢；文獻(xiàn)[11]則根據(jù)多電平逆變器級聯(lián)單元間具有多種輸出電壓組合的特性，通過控制各單元參與輸出PWM電壓脈沖的次序，使拓?fù)淠茉赥o/2內(nèi)實現(xiàn)輸出功率均衡，但該調(diào)制策略只適用于低調(diào)制比場合，調(diào)制范圍窄。

本文以兩單元七電平逆變器為研究對象，首先通過與同類型級聯(lián)多電平逆變器拓?fù)鋵Ρ确治觯贸鏊岫嚯娖侥孀兤魍負(fù)渚哂泄β势骷?shù)少，開關(guān)損耗低，效率高的優(yōu)勢。其次通過對傳統(tǒng)PODPWM調(diào)制策略下逆變器拓?fù)浠締卧β适Ш膺M(jìn)行分析，在該調(diào)制策略的基礎(chǔ)上提出一種基于部分載波循環(huán)的功率均衡調(diào)制策略，實現(xiàn)多電平逆變器在全調(diào)制度下基本單元間輸出功率均衡。進(jìn)而將所提功率均衡調(diào)制策略推廣于n單元級聯(lián)逆變器，研究其載波循環(huán)規(guī)律。最后進(jìn)行實驗驗證。

1"多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.1"功率開關(guān)-二極管基本單元

功率開關(guān)-二極管基本單元如圖1所示，拓?fù)溆芍绷髟础⒐β书_關(guān)管和二極管組成。

當(dāng)有n個單元級聯(lián)時，所提基本單元有兩種工作模式：

1）功率開關(guān)Sn導(dǎo)通，二極管D通過開關(guān)管和直流源反向偏置關(guān)斷，此時輸出電壓VLoad為E+E/n；

2）當(dāng)功率開關(guān)Sn關(guān)斷，二極管D導(dǎo)通，此時，負(fù)載電壓為E/n。

可知，通過控制開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷可以實現(xiàn)基本單元工作在不同模式。

1.2"多電平逆變器拓?fù)鋽U(kuò)展結(jié)構(gòu)

基于功率開關(guān)-二極管基本單元多電平逆變器通用型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

所提拓?fù)溆蒼個基本單元級聯(lián)與H橋串聯(lián)構(gòu)成。前級級聯(lián)結(jié)構(gòu)用于產(chǎn)生PWM波，后級結(jié)構(gòu)用于改變前級電平極性，從而輸出連續(xù)變化的PWM交流電壓。逆變器輸出電壓電平數(shù)由參與工作的級聯(lián)單元數(shù)決定，逆變器輸出交流電壓為uo。

具有n個單元級聯(lián)的多電平逆變器可以輸出的最高電壓電平數(shù)（m）為

m=2n+3，n≥1。（1）

逆變器使用開關(guān)管數(shù)量（nsw）與最高電平數(shù)關(guān)系為

nsw=m+52。（2）

1.3"多電平逆變器拓?fù)鋽U(kuò)展結(jié)構(gòu)

為了體現(xiàn)所提多電平逆變器拓?fù)鋬?yōu)勢，表1列出了傳統(tǒng)CHB、NPC、文獻(xiàn)[8]、文獻(xiàn)[12]以及本文所提多電平逆變器拓?fù)湓谳敵鲭妷弘娖綌?shù)均為m時，各拓?fù)渌瑾毩⒅绷髟磾?shù)、功率開關(guān)管數(shù)、電容數(shù)、鉗位二極管數(shù)、開關(guān)管總電壓應(yīng)力以及級聯(lián)單元數(shù)的對比。

圖3所示為表1中拓?fù)鋽U(kuò)展時功率開關(guān)管數(shù)量與輸出電壓電平數(shù)m的關(guān)系曲線圖。圖4為拓?fù)溟_關(guān)總電壓應(yīng)力隨電壓電平數(shù)變化的曲線圖。由圖3和表1可知，在相同輸出電平數(shù)下，所提多電平逆變器拓?fù)鋽U(kuò)展時所需功率開關(guān)管數(shù)量最少，且隨輸出電壓電平數(shù)的增加，器件數(shù)增加速度最慢，拓?fù)涑杀镜停欣跀U(kuò)展，而且所提拓?fù)洳恍枰娙莸葍δ茉負(fù)潴w積小，不存在電容均壓問題。同時根據(jù)圖4可知，所提拓?fù)溟_關(guān)管總電壓應(yīng)力介于傳統(tǒng)CHB拓?fù)渑c文獻(xiàn)[8]和文獻(xiàn)[12]所提同類型級聯(lián)多電平逆變器拓?fù)渲g，總電壓應(yīng)力低。

通過上述分析，針對傳統(tǒng)CHB逆變器拓?fù)浯嬖诘碾娖綌?shù)越多器件數(shù)越多的問題，本文所提基于功率開關(guān)-二極管基本單元級聯(lián)多電平逆變器有明顯的減少電力電子器件數(shù)的作用；而相比于同類新型單元級聯(lián)多電平逆變器拓?fù)洌嵬負(fù)洳粌H有減少功率開關(guān)管數(shù)量的優(yōu)勢，同時其功率開關(guān)管總電壓應(yīng)力更低，且電平數(shù)越多該優(yōu)勢越明顯。

2"兩單元七電平逆變器拓?fù)?/p>

本文以兩單元級聯(lián)七電平逆變器拓?fù)錇閷ο筮M(jìn)行分析研究，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5中U1和U2為基本級聯(lián)單元，串聯(lián)后構(gòu)成逆變器前端結(jié)構(gòu)U，電源E1、E2為基本單元內(nèi)直流電壓源，兩者相等且大小為E。拓?fù)湔＿\(yùn)行時，其輸出電流io為正弦波，可表示為

io=Isin（ωt+φ）。（3）

式中：I為輸出電流幅值；φ為功率因數(shù)角。

2.1"兩單元七電平逆變器工作原理

為了便于研究和分析，假設(shè)拓?fù)渌霉β书_關(guān)管均為理想器件。所提七電平逆變器工作在不同狀態(tài)下各個器件的開關(guān)狀態(tài)如表2所示，其中數(shù)字1、0表示開關(guān)管的開通與關(guān)斷，字母on、off表示二極管的導(dǎo)通與截止。

圖6所示為所提七電平逆變器拓?fù)漭敵鲭妷簽檎禒顟B(tài)下的工作電流路徑圖。圖中實線箭頭為拓?fù)漭敵霾煌娖綍r電路工作電流路徑，由圖6和表2可知，所提逆變器在切換工作狀態(tài)時僅需對級聯(lián)單元中的一個開關(guān)管進(jìn)行控制，進(jìn)而通過控制H橋結(jié)構(gòu)對輸出電平極性進(jìn)行改變，實現(xiàn)七電平交流電壓的輸出，拓?fù)淇刂齐y度低，開關(guān)損耗小。

2.2"PODPWM調(diào)制策略

為減少傳統(tǒng)PODPWM調(diào)制策略載波數(shù)，根據(jù)載波自由度原理，改進(jìn)后的調(diào)制如圖7所示。

由圖7可知，PODPWM調(diào)制策略共需要3個載波vcri（i=1、2、3）參與調(diào)制，其中載波vcr1控制H橋開關(guān)T1～T4，載波vcr2、vcr3則控制基本單元，且空間上均分布在時間軸上方。正弦調(diào)制波vm1的表達(dá)式為

vm1=3maEsin（ωt）。（4）

式中ma為調(diào)制比。

同時，圖7中X、Y為參考信號，A、B、C為調(diào)制波與載波交截得到的開關(guān)信號。其中信號C用于控制單元U2開關(guān)S2，信號B用于控制單元U1開關(guān)S1，信號A則用于控制H橋開關(guān)T1～T4。在圖示ma調(diào)制比下，傳統(tǒng)PODPWM策略控制的兩個基本單元均參與運(yùn)行，此時不同單元的輸出電壓uU1、uU2脈沖寬度不相同，在同一輸出電流io時，各基本單元的輸出功率不等，逆變器級聯(lián)單元間存在功率失衡問題。

2.3"傳統(tǒng)PODPWM調(diào)制策略功率失衡分析

通過上述分析可知，基于功率開關(guān)-二極管基本單元多電平逆變器拓?fù)漭敵鲭妷浩谕祽?yīng)等于各級聯(lián)單元電壓開關(guān)周期平均值之和。本文將傳統(tǒng)PODPWM調(diào)制策略下逆變器拓?fù)漭敵鲭妷翰ㄐ伟摧敵鲋芷趧澐殖?個計算區(qū)域，而每個區(qū)域內(nèi)的基本單元都會輸出一種電壓波形，稱為基本電壓波形，如圖8所示。

圖8中各區(qū)域內(nèi)級聯(lián)單元輸出電壓平均值與逆變器輸出電壓平均值始終為疊加關(guān)系，其uxy表示區(qū)域y（y=1，2，3，4）內(nèi)基本單元Ux（x=1，2）的輸出電壓開關(guān)周期平均值波形。

式（5）、式（6）分別為區(qū)域1內(nèi)級聯(lián)單元U1、U2的輸出電壓波形開關(guān)周期平均值表達(dá)式：

假設(shè)拓?fù)渲绷髟措妷篍以及輸出電流幅值I均恒定不變，圖9為調(diào)制比ma=0.9時，在基本電壓波形作用下，區(qū)域功率平均值隨負(fù)載功率因素角φ變化的函數(shù)曲線。

由圖9可知，正負(fù)半周期對應(yīng)基本電壓u11和u13、u12和u14、u21和u23、u22和u24的區(qū)域功率平均值分別相等，有P11=P13、P12=P14、P21=P23、P22=P24。而當(dāng)負(fù)載功率因數(shù)角φ=0時，有區(qū)域功率平均值P11=P13=P12=P14、P21=P23=P22=P24。

對于傳統(tǒng)PODPWM調(diào)制策略而言，級聯(lián)單元U1輸出電壓包含u11、u13、u12、u144種基本電壓波形，級聯(lián)單元U2輸出電壓有u21、u23、u22、u244種基本電壓波形，各單元輸出功率平均值Po1、Po2可表示為

通過對表達(dá)式（10）、式（11）分析，傳統(tǒng)PODPWM調(diào)制策略下所提逆變器級聯(lián)單元輸出功率在低調(diào)制度（0≤malt;1/3）下相等；而中高調(diào)制度（1/3≤malt;1）下各基本單元輸出功率并不相等，級聯(lián)單元間存在嚴(yán)重的功率不均衡問題。傳統(tǒng)PODPWM調(diào)制策略不具備功率均衡能力，則所提逆變器在低調(diào)制度下（0≤ma≤1/（n+1））能實現(xiàn)功率自然均衡。

通過上述分析，實現(xiàn)級聯(lián)單元間輸出功率均衡，可以根據(jù)表2中所列逆變器拓?fù)漭敵鲭娖胶铣蓵r的冗余狀態(tài)，通過改變載波在空間的分布位置，使多電平逆變器在功率平衡周期內(nèi)包含全部8種基本電壓波形u11～u24，此時逆變器可在2To內(nèi)實現(xiàn)輸出功率均衡。

而根據(jù)圖9分析，逆變器區(qū)域功率平均值變化規(guī)律與負(fù)載功率因數(shù)有關(guān)。根據(jù)拓?fù)浯钶d負(fù)載的不同，本文提出兩種減少功率平衡周期內(nèi)所須包含基本電壓波形種類的思路：

思路1：當(dāng)負(fù)載功率因數(shù)角φ=0時，有區(qū)域功率P11=P13=P12=P14，P21=P23=P22=P24，功率平衡周期內(nèi)需要包括的基本電壓波形可簡化為2種，但此思路下調(diào)制策略應(yīng)用面窄，本文不作詳細(xì)研究。

思路2：當(dāng)負(fù)載功率因數(shù)角任意時，有P11=P13、P12=P14、P21=P23、P22=P24，功率平衡周期內(nèi)需包含4種基本電壓波形。

3"功率均衡調(diào)制策略

3.1"CRPODPWM調(diào)制原理

根據(jù)上文思路2，提出一種基于部分載波循環(huán)的正負(fù)反向?qū)盈B（carrierredistribution pulse opposite disposition，CRPODPWM）功率均衡調(diào)制策略，其調(diào)制原理如圖10所示。

由圖10可知，所提CRPODPWM策略下功率均衡周期內(nèi)基本單元分別包含4種不同的基本電壓波形，其中單元U1包含u11、u22、u23、u14；單元U2包含u21、u12、u13、u24。通過對載波空間位置的重新分布，該調(diào)制策略下基本單元輸出電壓uU1、uU2波形脈沖寬度與開關(guān)次數(shù)在功率平衡周期內(nèi)保持相等，提高了電源利用率。此時，載波在單周期內(nèi)變換2次。

3.2"功率均衡分析

CRPODPWM調(diào)制策略下基本單元U1、U2的輸出功率平均Po1、Po2可表示為：

由式（13）可知， CRPODPWM調(diào)制策略下，逆變器基本單元U1、U2在全調(diào)制度下均能實現(xiàn)輸出功率均衡。

3.3"功率均衡調(diào)制策略推廣

為了推廣驗證CRPODPWM調(diào)制策略的普適性，本文將其應(yīng)用至具有n個基本單元級聯(lián)的多電平逆變器拓?fù)渲校⒌贸鲚d波變換規(guī)律。將n+1個載波分別記為vcr1～vcr（n+1），擴(kuò)展時載波應(yīng)滿足：

1）重構(gòu)的載波在各區(qū)域不重合，不錯相；且載波vcr1用于控制H橋開關(guān)管，不參與循環(huán)；

2）每個載波在循環(huán)周期內(nèi)變換次數(shù)為2（n-1）；

3）控制單元i的載波vcr（i+1）以To/4為載波最小循環(huán)單元，在nTo/2載波循環(huán)周期內(nèi)，載波分布關(guān)于中線t=nTo/4水平對稱。

將最小循環(huán)單位To/4標(biāo)記為x，從上到下記載波位置lix為1～n，從左往右排列載波，控制單元i的載波前半功率均衡周期載波循環(huán)分布規(guī)律為：

根據(jù)式（14）規(guī)律，圖11驗證了CRPODPWM調(diào)制策略在三單元九電平逆變器上的應(yīng)用。圖中級聯(lián)單元U1-U3在載波循環(huán)周期內(nèi)的載波分布規(guī)律為：l11l12l13=123、l21l22l23=231、l31l32l33=312，且載波分布關(guān)于直線t=3To/4水平對稱，載波vcr1不作任何變換，載波循環(huán)周期為3To/2，即級聯(lián)單元最短可在3To/2內(nèi)實現(xiàn)輸出功率均衡。

表3所列為各種功率均衡調(diào)制策略下級聯(lián)單元輸出功率均衡效果對比。表中對比項n為文獻(xiàn)中所研究拓?fù)浼壜?lián)單元數(shù)，ta為實現(xiàn)功率均衡控制最短時間，tan為推廣至n個基本單元級聯(lián)時拓?fù)鋵崿F(xiàn)各單元輸出功率均衡所需的最短控制時間。

由表3可知，CRPODPWM功率均衡調(diào)制策略功率均衡周期為nTo/2，載波在單個循環(huán)周期內(nèi)變換2（n-1）次，相比之下，所提調(diào)制策略實現(xiàn)功率均衡時間短，控制難度低，且適用于任意負(fù)載下的輸出功率均衡，負(fù)載特性更廣。

4"實驗驗證

4.1"靜態(tài)實驗驗證

為了驗證本文所提逆變器及CRPODPWM調(diào)制策略的合理性，本文以表4中參數(shù)為基礎(chǔ)，利用DSP+FPGA作為控制器，搭建了兩單元七電平逆變器拓?fù)鋵嶒炂脚_，實驗連接圖如圖12所示。

圖13為CRPODPWM策略下，調(diào)制度ma=0.9時，基本單元U1、U2以及拓?fù)漭敵鲭妷翰ㄐ渭邦l譜圖。

由圖13可知，CRPODPWM策略下各級聯(lián)單元輸出電壓極性始終相同，基本單元間不存在電流倒灌問題，逆變器輸出電壓uo為連續(xù)變化的七電平PWM波。同時，各基本單元輸出電壓波形uU1、uU2脈沖寬度相等，有利于提高功率開關(guān)管利用率，延長逆變器拓?fù)涫褂脡勖Ｓ蓤D13（c）可知，逆變器輸出電壓諧波特性主要分布在以3kHz為中心的邊帶諧波附近。

圖14為傳統(tǒng)PODPWM策略下，調(diào)制度ma=0.9時，所提七電平逆變器拓?fù)漭敵鰧嶒灢ㄐ巍?/p>

由圖14可知，傳統(tǒng)PODPWM調(diào)制策略下各級聯(lián)單元輸出電壓極性同樣相同，因此，所提拓?fù)渚哂屑壜?lián)單元間不存在電流倒灌問題的優(yōu)點。同時，拓?fù)漭敵鲭妷簎o為連續(xù)變化的七電平PWM波，負(fù)載電流io為標(biāo)準(zhǔn)正弦波。但該調(diào)制策略下拓?fù)浠締卧敵鲭妷翰ㄐ蝩U1、uU2脈沖寬度不相等，基本單元工作時間不相等，電源利用率低，不利于延長拓?fù)涫褂脡勖?/p>

圖15為傳統(tǒng)PODPWM和CRPODPWM調(diào)制策略控制下，所提七電平逆變器輸出電壓THD值隨調(diào)制度變化曲線。由圖可知，兩種調(diào)制策略下逆變器輸出電壓諧波特性完全一致，CRPODPWM功率調(diào)制策略在實現(xiàn)級聯(lián)單元輸出功率均衡的同時不會影響輸出電壓波形質(zhì)量，該調(diào)制策略能實現(xiàn)功率均衡與輸出電壓諧波特性的協(xié)調(diào)控制。

圖16所示為表1所列級聯(lián)型七電平逆變器在傳統(tǒng)PODPWM策略下各輸出電壓THD值隨調(diào)制度變化的對比曲線。由圖可知，隨著調(diào)制度的增加，文獻(xiàn)[12]所提開關(guān)電容級聯(lián)型拓?fù)溆捎陔娙莸木鶋簡栴}，輸出電壓THD值最高，波形質(zhì)量最差；而本文所提拓?fù)渑c傳統(tǒng)CHB逆變器及文獻(xiàn)[8]所提半橋級聯(lián)型拓?fù)漭敵鲭妷篢HD值相當(dāng)，表明在減少功率器件數(shù)的同時不會影響高質(zhì)量電壓輸出。

圖17所示為CRPODPWM調(diào)制策略下級聯(lián)單元U1、U2內(nèi)直流源E1、E2的輸出瞬時功率實驗波形，其值為直流源電壓與基本單元輸出電流乘積。根據(jù)測量，直流源E1、E2在To內(nèi)的平均輸出功率分別為284.4、284.3 W，兩組數(shù)據(jù)比值為1∶1。表明該CRPODPWM功率均衡調(diào)制策略可以實現(xiàn)級聯(lián)單元間輸出功率的均勻分布，且功率均衡周期為To。

為了驗證不同調(diào)制度下CRPODPWM策略的功率均衡效果。圖18為調(diào)制度ma=0.6時，直流源E1、E2輸出功率實驗波形。經(jīng)測量，PE1、PE2分別為79.28和79.19 W，二者比值等于1∶1。表明 CRPODPWM功率均衡調(diào)制策略在調(diào)制度ma=0.6時也能實現(xiàn)級聯(lián)單元間輸出功率均衡。

4.2"動態(tài)實驗驗證

圖19所示為調(diào)制度ma=0.9時，逆變器負(fù)載由R2（50 Ω，PF=1）切換至R1L1（50 Ω-10 mH，PF=0.99），單元直流源E1、E2的輸出瞬時功率曲線。圖中負(fù)載突變時拓?fù)漭敵霾ㄐ尉S持穩(wěn)定，所提拓?fù)浞€(wěn)定性好。當(dāng)負(fù)載為R2時，級聯(lián)單元直流源輸出平均功率PE1、PE2分別為96.16、96.08 W；而負(fù)載變化為R1L1（50 Ω-10 mH，PF=0.99）時，直流源輸出平均功率PE1、PE2變?yōu)?9.28、79.19 W。表明CRPODPWM調(diào)制策略在切載時仍能維持各級聯(lián)單元輸出功率均衡，其功率均衡效果與逆變器負(fù)載特性無關(guān)。

由上文可知，CRPODPWM功率均衡調(diào)制策略不受調(diào)制度和負(fù)載特性影響，在不同調(diào)制度以及不同負(fù)載特性下，均能在nTo/2內(nèi)實現(xiàn)單元間的功率均衡，且載波循環(huán)時將切換2（n-1）次。因此，該調(diào)制策略適用于負(fù)載多變的實際應(yīng)用場合。

4.3"開關(guān)損耗分析

比較表1中所列對稱級聯(lián)型逆變器拓?fù)涔β书_關(guān)管在切換過程中的開關(guān)損耗，利用瞬時電流和電壓的線性近似值得到功率開關(guān)管開啟損耗和關(guān)斷損耗為：

式中M為常數(shù)且M= （1/6）Io（ton+toff）。

利用式（18）求解對稱七電平CHB逆變器拓?fù)淦骄_關(guān)損耗。假設(shè)拓?fù)?2個功率開關(guān)管均以開關(guān)頻率fs工作，電壓應(yīng)力為E，其平均開關(guān)損耗為

Ps，CHB=12MEfs。（19）

而本文所提七電平逆變器拓?fù)浠締卧?個功率開關(guān)管電壓應(yīng)力為E，同時用于改變輸出電壓電平極性的4個功率開關(guān)管在切換開關(guān)狀態(tài)時電壓應(yīng)力為E。考慮到最壞情況，假設(shè)用于替換功率開關(guān)管的兩個二極管開關(guān)損耗等于功率開關(guān)管開關(guān)損耗，則拓?fù)淦骄_關(guān)損耗Ps，7L為

Ps，7L=M（2Efs+4Efs+2Efs）=8MEfs。（20）

同理，文獻(xiàn)[12]所提拓?fù)淦骄_關(guān)損耗為

Ps，［19］=M（4Efs+4Efs）=8MEfs。（21）

由于文獻(xiàn)[8]中H橋模塊功率開關(guān)管工作頻率為基頻f0，而開關(guān)頻率fs遠(yuǎn)大于基頻f0，故考慮其開關(guān)損耗可忽略不計，則該拓?fù)淦骄_關(guān)損耗為

Ps，［13］=M（6Efs+4Ef0）=6MEfs。（22）

根據(jù)式（19）～式（22）可知，文獻(xiàn)[8]、文獻(xiàn)[12]以及本文所提七電平逆變器拓?fù)洚a(chǎn)生的開關(guān)損耗均低于傳統(tǒng)七電平CHB逆變器拓?fù)洌瑫r本文所提七電平逆變器拓?fù)溟_關(guān)損耗約為相同運(yùn)行條件下對稱七電平CHB逆變器開關(guān)損耗的66.7%。相比之下，新型基本單元級聯(lián)多電平逆變器功率器件數(shù)更少，開關(guān)損耗也更低，效率更高。

5"結(jié)"論

本文提出了一種基于功率開關(guān)-二極管基本單元多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，同時為了解決拓?fù)湓谌{(diào)制度下級聯(lián)單元間輸出功率不均衡的問題，通過對基本電壓波形及區(qū)域功率的分析量化，提出了CRPODPWM功率均衡調(diào)制策略。結(jié)論如下：

1）所提多電平逆變器采用基本單元級聯(lián)的模塊化設(shè)計，使用較少功率開關(guān)器件便能實現(xiàn)高質(zhì)量電平輸出，具有電壓應(yīng)力低、開關(guān)損耗小、效率高、穩(wěn)定且易于擴(kuò)展等優(yōu)點，同時還能有效避免級聯(lián)單元間電流倒灌等問題。且在低調(diào)制度（0≤ma≤1/（n+1））下各級聯(lián)單元間還能實現(xiàn)輸出功率自均衡。

2）所提CRPODPWM功率均衡調(diào)制策略實現(xiàn)了功率均衡與輸出高質(zhì)量電壓波形的協(xié)調(diào)控制，該調(diào)制策略功率均衡周期為nTo/2，周期內(nèi)載波切換2（n-1）次，且該策略適用于任意切換負(fù)載，應(yīng)用普適性強(qiáng)。

參 考 文 獻(xiàn)：

［1］"葉滿園，聶宇. 三相級聯(lián)H橋光伏并網(wǎng)控制研究［J］.華東交通大學(xué)學(xué)報， 2019， 36（2）： 99.

YE Manyuan， NIE Yu. Study on control of threephase cascaded Hbridge PV grid［J］. Journal of East China Jiaotong University， 2019， 36（2）： 99.

［2］"DARGAHI V， SADIGH A K， et al.A new family of modular multilevel converter based on modified flyingcapacitor multicell converters［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2015， 30（1）：138.

［3］"李永東，徐杰彥，楊涵棣， 等. 多電平變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)綜述及展望［J］. 電機(jī)與控制學(xué)報，2020，24（9）：1.

LI Yongdong， XU Jieyan， YANG Handi， et al. Overview and prospect of multilevel converter topology［J］. Electric Machines and Control，2020，24（9）：1.

［4］"HE L，CHENG C. A bridge modular switchedcapacitorbased multilevel inverter with optimized SPWM control method and enhanced powerdecoupling ability［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2017， 65（8）： 6140.

［5］"葉滿園，彭瑞凡，童子威，等. 混合級聯(lián)九電平逆變器功率均衡調(diào)制策略研究［J］. 中國電機(jī)工程學(xué)報，2021，41（18）：6350.

YE Manyuan， PENG Ruifan， TONG Ziwei， et al. Research on power balance modulation strategy of hybrid cascaded ninelevel inverter ［J］. Proceedings of the CSEE， 2021，41（18）：6350.

［6］"BABAEI E， LAALI S， ALILU S. Cascaded multilevel inverter with series connection of novel Hbridge basic units［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2014，61（12）：6664.

［7］"SHALCHI ALISHAH R，NAZARPOUR D，HOSSEINI S H，et al. Reduction of power electronic elements in multilevel converters using a new cascade structure［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2015，62（1）：256.

［8］"葉滿園，康翔，李宋. 半橋級聯(lián)多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其調(diào)制方法［J］. 電力系統(tǒng)及其自動化學(xué)報，2017，29（9）：61.

YE Manyuan， KANG Xiang， LI Song. Topology of cascaded multilevel inverter with half Hbridge and its modulation method ［J］. Journal of Electric Power Systems and Automation，2017，29（9）：61.

［9］"陳仲，許亞明，那顯龍，等. 級聯(lián)型多電平逆變器輸出電壓循環(huán)分配的功率均衡控制及優(yōu)化［J］. 中國電機(jī)工程學(xué)報，2018，38（4）：1132.

CHEN Zhong， XU Yaming， NA Xianlong， et al. Power balance control and optimization methods with output voltage rotation for cascaded multilevel inverter ［J］. Proceedings of the CSEE， 2018，38（4）：1132.

［10］"陳仲，孫健博，許亞明，等. 基于半周期輸出脈沖循環(huán)的級聯(lián)型逆變器輸出均衡控制策略［J］. 中國電機(jī)工程學(xué)報，2020，40（16）：5314.

CHEN Zhong， SUN Jianbo， XU Yaming， et al. Output equalization control strategy of cascaded inverter based on halfperiod output pulse cycle［J］. Proceedings of the CSEE， 2020， 40（16）： 5314.

［11］"李繼華．級聯(lián)多電平逆變器功率均衡和功率匹配調(diào)制策略研究［D］．武漢：華中科技大學(xué)，2013.

［12］"BABAEI E，GOWGANI S S.Hybrid multilevel inverter using switched capacitor units［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2014，61（9）：4614.

［13］"孫宜峰，阮新波.級聯(lián)型多電平逆變器的功率均衡控制策略［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報，2006，26（4）：126.

SUN Yifeng， RUAN Xinbo. Power balance control schemes of cascaded multilevel inverter ［J］. Proceedings of the CSEE，2006，26（4）：126.

［14］"葉滿園，任威，吳韓，等. 基于TPWM的CHB多電平逆變器功率均衡策略研究［J］.高電壓技術(shù)，2020，46（8）：2749.

YE Manyuan， REN Wei， WU Han， et al. Research on power balance strategy of CHB multilevel inverter based on TPWM［J］. High Voltage Technology，2020，46（8）：2749.

［15］"GUPTA K K， JAIN S. A novel multilevel inverter based on switched DC sources［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2014，61（7）：3269.

（編輯：劉素菊）

收稿日期： 2022-05-12

基金項目：國家自然科學(xué)基金（52267014）

作者簡介：葉滿園（1978—），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為電力電子與電力傳動；

喻生銘（1996—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動;

劉文芳（1997—），女，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動；

邵云鵬（1998—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動；

陳銀波（1995—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動；

邢瑞新（1997—），女，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動。

通信作者：喻生銘