基于改進型ZVTBuck電路的IPT充電系統設計

摘 要：為了避免在感應式無線電能傳輸系統的耦合機構中增加多余的開關器件以及額外的無源元件，同時減小系統工作在高頻率、大功率時全控型開關器件存在的開關損耗，提出基于改進型ZVT Buck 電路閉環控制的方法實現對電池的恒流、恒壓充電，通過分析改進型ZVT Buck 電路的工作模態以及對電路參數的設計，確保在整個充電過程中DC-DC 變換器均工作在軟開關狀態，最后搭建充電電流為35 A、充電電壓為370 V 的實驗平臺驗證該方法的可行性。結果表明：該方法控制簡單，并且降低了系統電路結構的復雜度，傳輸效率相對較高，能夠滿足恒流恒壓充電需求。

關鍵詞： 感應式無線電能傳輸；改進型ZVT Buck 電路；恒流恒壓充電；軟開關

中圖分類號：TM72 文獻標志碼：A 文章編號：1671-024X（0024）01-0064-10

Design of IPT charging system based on improved ZVT Buck circuit

LIU Xueli，XU Rui，LI Yang，WANG Xueliang，KOU Suya，MENG Hang

（School of Electrical Engineering，Tiangong University，Tianjin 300387，China）

Abstract：In order to avoid adding redundant switching devices and additional passive components in the couplingmechanism of the inductive wireless power transmission system，and to reduce the switching loss of the fully-controlled switching devices when the system operates at high frequency and high power，proposes a closed-loopcontrol method based on the improved ZVT Buck circuit is proposed to achieve the constant current and constantvoltage charging of the battery. By analyzing the working mode of the improved ZVT Buck circuit and designingthe circuit parameters，it is ensured that the DC-DC converter works in a soft switching state during the wholecharging process. Finally，an experimental platform with a charging current of 35 A and a charging voltage of370 V was built to verify the feasibility of the method，this method is simple in control and reducing thecomplexity of the system circuit structure，and the transmission efficiency is relatively high. The method canmeet the requirements of constant current and constant voltage charging.

Key words：inductive wireless power transfer；improved ZVT Buck circuit；constant current and constant voltage charging；soft switch

感應式無線電能傳輸（inductive power transfer，IPT）技術的出現給電氣設備帶來了一種安全、方便、可靠的新型供電方式[1-3]。其能量通過磁場耦合方式從電源傳遞到負載，實現了電能的非接觸傳輸。目前廣泛應用于家用電子設備[4]、電動車充電[5-6]和軌道交通等領域。新能源電動汽車的快速發展正在逐步改變人們安全、低碳、便捷的出行方式。將IPT 技術應用在電動汽車充電中，可以有效地避免傳統的接觸式充電[7]的觸頭磨損、老化[8]以及漏電、跳閘等隱患。

典型的電池充電過程分為2 個階段[9-10]。恒流（con-stant current，CC）充電： 充電電流以設定電流值保持恒定，充電電壓不斷上升； 當充電電壓升至設定電壓值時進入恒壓（constant voltage，CV）充電階段： 充電電壓以設定電壓值保持恒定，充電電流不斷下降，減小到截止電流時充電結束。變負載情況下IPT 系統的恒流恒壓充電大致可以通過3 種方式實現。淤采用不同的負反饋控制方式。通過控制高頻逆變器中超前臂與滯后臂之間的移相角對電源的輸出電壓進行調節[11-13]。但是隨著系統負載阻值的增大，兩橋臂之間的相角差會逐漸減小，這將導致充電效率大大降低，同時系統很難實現零電壓開關（zero voltage switch，ZVS）；通過對逆變器頻率的調節同樣能夠實現系統輸出與負載無關的恒定電流和電壓[14-17]，但該方法同樣會導致逆變器實現零相位角困難以及傳輸效率低等問題； 通過控制接收端DC-DC 變換器來調節輸出電流或輸出電壓[18-19]。于變補償拓撲方式。文獻[20-21]在副邊電路加入2 個交流開關和1個附加電容，文獻[22]在-邊電路加入3 個交流開關和1 個附加電感，該方法在不同的充電階段使用相應的電路拓撲，并通過切換開關管的通斷實現系統恒流恒壓充電狀態的切換。盂變補償參數方式。文獻[23]基于S-SP 補償拓撲在副邊電路增加1 個交流開關和1 個附加電容，文獻[24]基于SS 補償拓撲提出通過在-邊電路加入1 個附加電容和1 個半導體開關，利用開關的通斷改變串聯在電路中的補償電容，從而實現系統的恒流恒壓切換。采用變補償拓撲與變補償參數的方法在電路中均加入了額外的開關器件以及附加電容或電感，這大大增加了系統電路結構的復雜度以及控制難度，并且每個交流開關通常由2 個MOSFET 組成，系統成本也大大增加。

結合上述充電方法的分析，本文提出通過控制系統一次側改進型ZVT Buck 電路的方法實現恒流恒壓充電。該方法無需在系統中加入多余的開關器件以及無源元件，簡化了系統電路結構的復雜度，電路也無需復雜的移相控制以及調頻控制。該方法不但能根據負載阻值大小自動控制改進型ZVT Buck 的占空比D實現系統恒流、恒壓及其切換的輸出，同時DC-DC 變換器在整個充電過程中工作在軟開關狀態，減小了全控型開關器件存在的開關損耗。最后搭建了IPT 充電系統的仿真模型以及實驗平臺，驗證了本文所提出方法的可行性與正確性。

1 改進型ZVT Buck 電路

1.1 工作-理

改進型ZVT Buck 在1 個周期內共有7 個模態，本文將不同的模態使用t0—t7 進行劃分，其工作模態與主要變量的波形如圖1 所示。

假設在t0 之前，主開關管與輔開關管均為關斷狀態，濾波電感上的電流ILf通過主二極管D1 續流，此時iq1= 0，iqa= 0，iLr= 0，uCr= U1，uCs= 0。

（1）模態1（t0—t1）—— —輔助開關管導通。在t0 時刻，輔助開關管Qa 導通，由于流經Qa 的電流iLr受到諧振電感Lr 的控制不能發生突變，因此輔助開關管Qa 可以實現近似零電流開通。當Qa 導通后，諧振電感電流iLr開始線性上升，因為濾波電感Lf 的取值較大，其電流ILf近似恒定，又因為流經濾波電感的電流ILf= iLr+ id1，所以主二極管的電流id1隨著iLr的上升而線性下降，當到達t1 時刻時，ILf= iLr，主二極管D1 自然關斷。

（2）模態2（t1—t2）—— —諧振狀態。在t1—t2 時刻內，iLr繼續線性上升，大于ILf的部分流至諧振電容Cr，此時諧振電容Cr 與諧振電感Lr 開始諧振，Cr 兩端電壓按諧振規律下降至0。

（3）模態3（t2—t3）—— —主開關管導通。由于在t2時刻后，Cr 兩端電壓為0，此時主開關管的反并聯二極管DQ1導通，此時主開關兩端電壓被鉗位為0，在t2—t3時刻內開通主開關管可以實現零電壓開通。

（4）模態4（t3—t4）—— —輔助開關管關斷。在t3 時刻，主開關管Q1 零電壓導通，輔開關管Qa 關斷，諧振電感Lr 中的能量開始通過二極管D2 向緩沖電容Cs釋放，由于主開關管和二極管D2 處于導通狀態，緩沖電容Cs 相當于直接并聯在輔開關管Qa 兩端，使其兩端電壓的上升率受到限制，因此輔開關管Qa 的關斷可以近似實現零電壓關斷。

（5）模態5（t4—t5）—— —能量釋放階段+主開關管零電壓關斷。在t4—t5 時刻內，直流電壓源U1 通過主開關管向負載釋放能量，其工作模式與典型Buck 電路的導通狀態相同。在t5 時刻，由于諧振電容Cr 同時具有緩沖作用抑制了主開關兩端電壓的上升率，因此主開關管Q1 近似實現了零電壓關斷。

（6）模態6（t5—t6）。在t5—t6 時刻內，諧振電容Cr兩端電壓上升至U1，緩沖電容Cs 兩端電壓下降至0。在達t6 時刻，主續流二極管D1 在零電壓條件下導通，輔助二極管Dr 零電壓關斷。（7）模態7（t6—t7）。在此模態，電路通過主續流二極管D1 進行續流，工作模式與典型Buck 電路的關斷狀態相同，此模態為1 個開關周期內最后1 個模態，進入下1 周期后工作模式回到模態1。

2 變負載IPT 系統恒流恒壓充電控制設計

2.1 恒流恒壓充電控制-理

本文選用最典型的串串（SS）結構作為補償拓撲，如圖2 所示。其中：UP 為等效高頻逆變電壓源；IP 和IS分別為流過發射線圈和接收線圈的電流值；LP 和LS 分別為發射線圈和接收線圈的等效自感；CP 和CS 分別為發射線圈和接收線圈的串聯調諧電容；RP 和RS 分別為發射線圈和接收線圈的內阻；M 為發射線圈與接收線圈之間的互感；Req 為等效負載阻抗。

2.2 變負載IPT 系統恒流恒壓充電控制器設計

2.2.1 恒流恒壓充電控制方案

通過分析系統充電電壓與充電電流的影響參數，在系統的一次側與二次側均加入恒流恒壓充電控制器，兩側通過無線通信協同作用，自動調節改進型ZVT Buck 電路中開關管的占空比D 實現系統變負載下的恒流恒壓充電控制，基于改進型ZVT Buck 電路恒流恒壓控制-理圖如圖4 所示。

圖4 中，負荷側通過電壓、 電流檢測獲取系統的充電電壓U0 與充電電流I0，DSP（2）通過ADC 模塊對檢測到的數值進行采集，同時利用無線通信在系統的一次側與二次側之間建立聯系，將采集到的數據實時發送并由DSP（1）接收。以SCI 模塊接收到的電壓電流值為±據對系統負載阻值大小進行計算并判斷當前系統充電狀態，計算當前阻值下穩定在預設充電電流或充電電壓所需的占空比，當負載變化時通過調整改進型ZVT Buck 電路的占空比D 來調節ePWM1 的輸出以實現系統變負載的恒流恒壓充電控制。與此同時，由于純阻性負載的變化不會影響系統諧振頻率，因此只需控制ePWM2 輸出與系統諧振頻率相等的頻率即可。

2.2.2 控制流程圖

本文控制器基于所使用的TMS320F28335 型號，用CCS6.1 仿真軟件編寫控制程序，其控制流程如圖5所示。

圖5 中，二次側控制器主函數包括ePWM3、SCIA和ADC 模塊的初始化以及ADC 中斷函數，通過配置相同的通信協議和波特率在一次側與二次側控制器之間建立聯系，在ADC 中斷里把數據實時發送至一次側。一次側控制器主函數包括ePWM1、ePWM2 和SCIA 模塊的初始化以及SCIA 中斷函數，其中ePWM1和ePWM2 相互獨立輸出，分別控制改進型ZVT Buck電路和全橋逆變電路。在SCIA 中斷里將接收到的值和預設充電電流與充電電壓值進行比較，在達到充電電壓值之前系統處于恒流階段，由于SS 拓撲具有恒流特性，此階段只在初始時刻調節一次占空比； 當達到充電電壓值時進入恒壓階段，該階段不斷計算系統負載阻值大小并計算控制系統輸出電壓與充電電壓相等所需的占空比，實時對ePWM1 的輸出進行調節。

3 仿真研究

3.1 仿真模型設計

圖6 所示為變負載IPT 和改進型ZVT Buck 電路的IPT 充電系統仿真模型。為了驗證上述理論的正確性與可行性，搭建了恒流輸出35 A 恒壓輸出370 V 的變負載IPT 充電系統Simulink 仿真模型，如圖6（a）所示。該模型包括主電路、控制模塊和測量模塊，同時搭建了可變負載模塊模擬實際充電時電池內阻的變化。當檢測到負載阻值變化時，控制模塊調節該阻值下維持當前充電狀態預設值所需的占空比，并通過測量模塊對整個系統實時檢測。改進型ZVT Buck 電路仿真如圖6（b）所示，其電路參數均采用第1 節中的設計結果。

3.2 仿真驗證

3.2.1 改進型ZVT Buck 電路仿真

設定上述模型主開關管PWM 控制信號的占空比為40%進行仿真，得到仿真波形如圖7 所示。

圖7（a）為主開關管Q1 的電壓電流波形。從圖中可以看出在主開關管Q1 導通之前體二極管已導通，其兩端電壓被鉗位為零，實現了零電壓導通，在主開關管關斷時其兩端電壓的上升率受到抑制，上升緩慢，實現了近似零電壓關斷。

圖7（b）為輔助開關管Qa 的電壓電流波形。從圖中可以看出，在Qa 導通時電流受到諧振電感Lr 抑制上升緩慢，關斷時因緩沖電容Cs 的存在電壓上升緩慢，分別實現了零電流導通和零電壓關斷，此外還可以看出當Qa 關斷后其兩端電壓沒有直接上升至輸入電壓U1，這是因為在Qa 關斷后，主開關管Q1 導通，此時一部分能量供給緩沖電容Cs 充電，直至主開關管完全關斷后，輔助開關管Qa 的電壓上升至U1。圖7（c）為主續流二極管的電壓電流波形。從圖中不難發現由于緩沖電容Cs 的存在，輔助開關管實現了零電流導通與零電壓關斷。

3.2.2 基于改進型ZVT Buck 電路的充電系統仿真

圖8 所示為變負載時基于改進型ZVT Buck 電路的IPT 充電系統工作于恒流模式時全橋逆變電路輸出電壓UP、全橋逆變電路輸出電流IP、系統充電電壓U0、系統充電電流I0 的電路仿真波形。其中，圖8（a）的電池等效負載阻值為6.9 Ω，系統充電電流I0 和電壓U0分為34.17 A 和236.8 V；圖8（b）的電池等效負載阻值變為10.8 Ω，系統充電電流I0 和電壓U0 變為34.1 A和369.98 V。

進入恒壓模式時UP、IP、U0 和I0 的電路仿真波形如圖9 所示。

圖9（a）的電池等效負載阻值為11.6 Ω，系統充電電壓U0 和電流I0 分別為365.5 V 和31.5 A；圖9（b） 的電池等效負載阻值變為110 Ω，系統充電電壓U0 和電流I0 分別為370.8 V 和3.37 A。

通過上述仿真分析，在實現恒流恒壓充電時改進型ZVT Buck 電路中的開關管均能實現軟開關，降低了開關器件損耗。此外，全橋逆變電路輸出的電壓UP 與輸出電流IP 幾乎同相位，系統幾乎沒有無功功率輸入。

4 實驗驗證

為了驗證上述理論與仿真分析的正確性，搭建了一套基于ZVT Buck 電路的IPT 充電系統實驗平臺，如圖10 所示。該系統由大功率數字逆變電源、控制器、耦合機構和負載組成。在實驗過程中逆變電源輸出的電壓和電流，系統負載端的充電電壓與充電電流用YOKOGAW 公司的PX8000 功率分析儀進行測量。實驗平臺詳細參數如表1 所示。

本文用CC-CV 的充電模式。在CC 充電階段，電池等效系統負載阻值從6.9 Ω 增加到10.8 Ω，充電電流基本穩定在35 A，充電電壓不斷上升。CV 充電階段，電池等效系統負載阻值從11.6 Ω 增大到110 Ω，充電電壓基本穩定在370 V，充電電流開始逐漸減小至3.37 A，本文取充電電流的10%，即小于3.5 A 時充電結束。

圖11 為CC 模式時的實驗波形圖。其中：Urms3、Irms3和P3 分別表示逆變電源輸出電壓、電流和功率；Urms2、Irms2 和P2 分別表示系統負載端充電電壓、充電電流和輸出功率；η3 為效率（系統負載端輸出功率P2 與逆變電源輸出功率P3 之比）。

圖11（a）和（b）的電池等效負載阻值分別為6.9 Ω和10.8 Ω，系統負載端充電電流Irms2 分為34.182 A 和34.106 A，該階段系統輸出電流與負載無關，充電電流基本無變化，效率始終保持在90%以上。此外，逆變電源輸出電壓Urms3 和電流Irms3 基本實現零相位差。圖12 為CV 模式時的實驗波形圖。

圖12（a）和（b）的電池等效負載阻值分別為11.6Ω 和110 Ω，系統負載端充電電壓Urms2 分為365.66 V和371.26 V，電壓變化率為1.508%，充電電壓略有波動，但基本保持恒定。當充電至截止電流時，雖然系統輸出功率P2 降低到1.25 kW，但效率仍能保持在一個合理的數值。

為突出本文所提充電方法的優勢，本文將與其他充電控制方式在恒流階段電流波動、恒壓階段電壓波動、最大充電效率、交流開關數量以及額外元件總數等5 個方面進行對比，如表2 所示。

由表2 可知，與采用變頻控制方式相比，本文所提方法的充電電流與電壓的設計自由度較高，且充電時電流與電壓的波動較小。與變補償拓撲方式相比，無需額外的交流開關與元件，降低了副邊電路結構的復雜度與成本，并且提高了充電效率。變補償參數的充電方式需要一個額外的開關器件與一個電容元件，降低了系統的功率密度與不穩定性，而本文通過對改進型ZVT Buck 電路的負反饋控制在各充電階段實現了較低的電流、電壓波動且充電時傳輸功率較高。通過上述對比，表明了本文所提充電方式的有效性與可行性。

5 結 論

在IPT 系統中，大多采用加入交流開關和無源元件的方式實現電池恒流恒壓充電，增大了系統復雜度和控制難度。本文首先分析了改進型ZVT Buck 電路的工作-理并設計了具體電路參數，其次分析了基于SS 型補償拓撲IPT 系統的電壓、電流輸出特性，提出調節系統一次側改進型ZVT Buck 電路的負反饋控制方式實現恒流恒壓充電。通過仿真與實驗驗證得出，恒流充電階段，電池等效負載阻值從6.9 Ω 切換至10.8 Ω 時充電電流幾乎無變化，符合SS 拓撲恒流特性的理論推導； 恒壓充電階段，電池等效負載阻值從11.6 Ω 切換至110 Ω 時，由于實際系統中存在線圈內阻，充電電壓雖略有變化，但仍能滿足恒壓要求； 且整個充電過程中較高的效率也驗證了DC-DC 變換器軟開關的實現有利于降低功率損耗。因此該方法能夠較好實現IPT 系統的充電需求。

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本文引文格式：

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