一種具有直通電流抑制能力的低電壓尖峰Y源逆變器

摘 要：

針對傳統耦合電感型阻抗源逆變器存在直流鏈電壓尖峰和直通電流過大的問題，提出一種具有直通電流抑制能力的低電壓尖峰Y源逆變器。分析了所提拓撲在直通狀態和非直通狀態下的工作原理，并給出了一個開關周期內的主要波形。采用安秒和伏秒平衡原理，分別推導出關鍵器件的電壓、電流應力。與改進型Y源逆變器對比，當繞組系數相同時，所提拓撲在相同的升壓比下具有更小的直通占空比，增大了調制比范圍，提高了直流鏈電壓利用率，并能夠降低直流鏈電壓尖峰。而且，所提拓撲能夠抑制直通電流的增大，相同直流鏈電壓下需要更小的直通時間使其直通狀態下的開關管導通損耗更小。最后，搭建240 W實驗裝置充分驗證所提拓撲的先進性。

關鍵詞：Y源逆變器；耦合電感；直通電流抑制；電壓尖峰；電壓電流應力；功率損耗分析

DOI：10.15938/j.emc.2024.08.008

中圖分類號：TM734

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）08-0072-11

A shoot-through current suppressed Y-source inverter with low voltage spike

MA Jianwei1，2， LIU Hongpeng1， WEI Lai1， ZHANG Wei1， ZHANG Shuxin1

（1.Key Laboratory of Modern Power System Simulation and Control amp; Renewable Energy Technology， Northeast Electric Power University， Jilin 132012， China; 2.Marketing Department， State Grid Corporation of China， Beijing 100031， China）

Abstract：

To solve the high DC-link voltage and shoot-through current in traditional coupled-inductor impedance-source inverters， a shoot-through current suppressed Y-source inverter with low voltage spike was proposed. The shoot-through and non-shoot-through operational modes were analyzed in detail and key waveforms were provided. By applying current-second and voltage-second integrated over a switching period， the voltage and current stresses of the key devices was derived. Compared with improved Y-source inverter， the proposed topology applies lower shoot-through ratio when considering same voltage gain and winding factor， which increases the modulation ratio range and improves the efficiency of DC-link voltage， and reduces DC-link voltage spikes. Moreover， it can suppress the increment of shoot-through current. When the DC-link voltage is the same， the proposed topology requires a smaller shoot-through time， resulting in a less conduction losses in shoot-through state. Finally， a 240 W prototype was built and experimental results verify the superiority of the proposed Y-source inverter.

Keywords：Y-source inverter; coupled inductor; shoot-through current suppression; voltage spike; voltage and current stresses; power losses analysis

0 引 言

逆變器在光伏并網、電動汽車等領域中起到關鍵作用［1］，傳統電壓源型逆變器為降壓電路，且同一橋臂上、下開關管不能同時導通，需要在開關管換流過程中加入一定的死區時間，但會導致交流輸出電壓波形發生畸變［2］。Z源逆變器通過引入無源阻抗網絡使得同一橋臂開關管允許同時導通，從而實現升壓的功能［3-4］。但仍存在升壓能力不高、啟動瞬時電流過大、輸入電流不連續等缺點［5-7］。

具有三繞組耦合電感的Y源逆變器［8］（Y-source inverter，YSI）除了增大直通占空比以外，還能夠通過改變耦合電感的繞組匝數比來升壓，在升壓方式上更為靈活。但YSI存在輸入電流不連續、啟動電流沖擊嚴重等問題［9-10］。為此，學者們提出了一系列改進的Y源逆變器拓撲結構。準Y源逆變器［11］（quasi-Y-source inverter，Q-YSI）通過在輸入直流電源側串聯電感，實現了輸入電流連續并抑制了過大的啟動電流。然而，Q-YSI的電壓增益相比YSI并沒有提高。改進型Y源逆變器［12］（improved Y-source inverter，I-YSI）的元件數量與Q-YSI相同，輸入電流連續。在繞組系數相等的情況下，I-YSI的升壓能力比YSI和Q-YSI進一步提高。

由于非理想耦合電感中漏感的存在，導致在直通狀態轉換到非直通狀態瞬間漏感上的電流會瞬間變化，從而產生過高的直流鏈電壓尖峰，導致開關管承受過大的電壓應力，甚至燒毀開關管。文獻［13］提出了含有三繞組耦合電感的Δ源逆變器。該拓撲通過設計耦合電感匝數滿足一定的比例關系來減小耦合電感的漏感值。另一種技術是引入無源吸收回路，通過回收漏感能量實現對電壓尖峰的抑制［14-16］，但增添了較多的無源器件，使系統成本與體積增大。

耦合電感型阻抗源逆變器的另一個常見問題是當電路工作在直通狀態時，直通橋臂的開關管承受過大的直通電流，從而引起更高的功率損耗，并且需要選取大額定電流的開關器件，降低了系統的功率密度，增加了系統的成本。文獻［17-18］通過在準開關升壓逆變器基礎上引入耦合電感，一定程度上減小了直通電流，但是仍然存在電壓尖峰。

鑒于此，本文提出一種具直通電流抑制能力的低電壓尖峰Y源逆變器。該新型逆變器不僅可以降低直流鏈電壓尖峰，而且能夠在提高升壓比的同時抑制直通電流的增大，從而減小功率損耗。

1 拓撲結構及工作原理分析

圖1為I-YSI的拓撲，所提Y源逆變器（shoot-through current suppressed Y-source inverter with low voltage spike，SCS-YSI）的形成過程及拓撲如圖2所示。圖2（a）中，紅色實線代表直通狀態下的部分電流路徑，灰色虛線代表非直通狀態下的部分電流路徑。當從直通狀態切換到非直通狀態的瞬間，直流母線上的電流突變成為負載電流，即Ro上的電流。添加電容C3，使繞組N3的電流可以通過C3分流，使各繞組漏感上流過的電流緩慢變化，從而抑制電壓尖峰。在狀態切換過程中，圖2（a）中①處的導通時間與直通狀態同步，②和③處的導通時間與非直通狀態同步，所以①處應為開關管，②和③處應為二極管，最終得到如圖2（b）所示的拓撲。與傳統阻抗源逆變器一樣，SCS-YSI同樣通過直通狀態來提升直流鏈電壓。

由于耦合電感的漏感效應以及半導體器件的非理想特性，直通和非直通狀態可以進一步細分為4個不同階段。圖3為SCS-YSI的4種工作模態圖，其中，逆變橋和交流負載被簡化為開關SW和電流源Io的并聯形式。逆變橋的直通和非直通則被分別對應開關SW的開通和關斷模態。為了簡化分析，將三個繞組漏感合并等效為Lk并與繞組N1串聯，在圖3中用紅色波浪線表示。

圖4是SCS-YSI一個開關周期內的主要相關波形。其中：i1、i2和i3分別為流經3個繞組的電流；iD1～iD3分別為流經二極管D1～D3的電流；iC1～iC3分別是流過電容C1～C3的電流。另外，在分析過程中假設電感Lin、Lm足夠大，因此其電感電流在一個開關周期內幾乎不變。各個工作模式分析如下：

1）直通狀態。

［t0-t1］階段：開關SW和S5導通，此時直流鏈電壓為0。二極管D2和D3承受反向電壓處于關斷狀態。因為漏感Lk的存在，流過二極管D1的電流不能突變下降為0，因此D1仍處于導通狀態。電容C2充電，電容C1和C3放電，此階段持續時間很短。

［t1-t2］階段：此時直通狀態進入穩定階段，流過D1的電流降為0，二極管D2和D3仍都處于反偏狀態。繞組N2和N3流過相同的電流，電容C1和C3放電，電容C2和Lin以相同的電流充電。這一階段在直通狀態中占時較長。

2）非直通狀態。

［t2-t3］階段：開關SW和S5關斷。二極管D1、D2和D3都保持導通狀態。流過電容C1、C2的電流開始線性減小，同時C3電流突變后也開始線性減小。電感Lin放電，流經繞組N1電流線性增加，流經繞組N2、N3的電流線性減小。

［t3-t0］階段：非直通狀態達到穩定后，二極管D3的電流減少到0，導致其反偏，而D1和D2仍處于導通狀態。各電容流過電流達到穩定，電容C1、C3充電，電容C2放電，電感Lin繼續放電。在這一階段，二極管D3承受很小的反偏電壓，所以直流鏈電壓存在一個很小的電壓降。

2 拓撲結構及工作原理分析

2.1 電流分析

由于［t0-t1］所占一個開關周期內的時間很短，且為了獲得有解析數值結果的電流表達式，因此忽略分析該階段的電流。

從［t1-t2］階段開始分析。由圖3（b）所示，SW和S5導通，二極管D1、D2和D3都處于反偏狀態，流過繞組N1的電流為0。根據KCL和耦合電感電流表達式N1i1+N2i2+N3i3=N1Im可以得到如下電流表達式：

iC1=N1ImN2－N3；（1）

iC2=Iin；（2）

iC3=N1ImN2－N3－Iin。（3）

式中：Im、Iin分別是流經勵磁電感Lm和輸入電感Lin的電流；iCx分別是流經電容Cx的電流（x=1，2，3）；N1、N2、N3是耦合電感繞組匝數。

［t2-t3］階段，由圖3（c）所示，SW和S5關斷，繞組N1的電流開始線性增加，可以得到t2時刻的電流表達式為：

iC1（t2）=N1ImN2－N3；（4）

iC2（t2）=Iin；（5）

iC3（t2）=－N1ImN2－N3－Io。（6）

式中Io是等效電流源的電流。t2時刻后所有電容的電流線性變化，到t3時刻開始達到穩定。在此階段，繞組電流i1、i2和i3線性變化，從而抑制直流鏈電壓尖峰。

［t3-t0］階段，由圖3（d）所示，SW和S5仍處于關斷狀態，所有電容電流已達到穩定。在這一階段，電容電流表達式為：

iC1=Iin－Io；（7）

iC3=N1Im－（N1+N2）（Iin－Io）N1+N3－Io；（8）

iC2=－iC3。（9）

在一個開關周期內，對流經電容C1～C3的電流使用安秒平衡，可以得到：

∫t2t1iCxdt+∫t3t2iCxdt+∫t0t3iCxdt=∫dT0iCxdt+∫（d+α）TdTiCxdt+∫T（d+α）TiCxdt=0。（10）

式中：d為直通占空比；T為開關周期；α=t3－t2T是t2時刻到t3時刻所持續時間占整個開關周期的比例。將以上電容電流表達式代入式（10）可以推導出以下表達式：

α=2d（1－d）d+1；（11）

Im=N1+N3N1Iin；（12）

Io=1－（2K+1）d（1－d）Iin。（13）

式中K=N1+N3N3－N2為耦合電感的繞組系數。

2.2 電壓分析

同樣，在電壓分析過程中，也忽略［t0-t1］階段。在直通狀態［t1-t2］階段，如圖3（b）所示，可推導其電壓表達式為：

vLin=Vin－VC2+VC3；（14）

vLm=N1N3－N2（VC1+VC3）。（15）

式中：Vin是輸入電壓；VCx是電容Cx的電壓；vLx是電感Lx的電壓。

由圖3（c）所示，在非直通狀態［t2-t3］階段，二極管D1、D2和D3同時導通，得到如下電壓表達式：

vLin=Vin－VC2；（16）

vLm=N1N3－N2（VC1－VC3）；（17）

vLk，1=VC2－N1+N3N1vLm－VC3=

VC2－K（VC1－VC3）－VC3。（18）

式中vLk，1為［t2-t3］階段耦合電感漏感兩端的電壓。

另外，［t2-t3］階段的漏感電壓應滿足：

Lk（i1（t3）－0）=∫（d+α）TdTvLk，1dt。（19）

結合式（11）、式（12）、式（13）和式（19），得到：

vLk，1=（1+d）2IinLk2d（1－d）2T。（20）

如圖3（d）所示，在非直通［t3-t0］階段，D2繼續導通，二極管D3流過電流下降為0，反偏截止。這一階段，可得如下電壓表達式：

vLin=Vin－VC2+vD3；（21）

vLm=N1N3－N2（VC1+vD3－VC3）；（22）

vLk，2=VC2－K（VC1+vD3－VC3）－VC3。（23）

式中：vD3為二極管D3的反偏電壓；vLk，2為［t3-t0］階段耦合電感漏感兩端的電壓。

由于流過繞組N1上的電流已經穩定，所以此時vLk，2=0。代入式（23）可以求出D3在此階段的兩端電壓表達式為vD3=vLk，1/K，即

vD3=（1+d）2IinLk2d（1－d）2KT。（24）

由于Lk非常小，因此vD3在［t3-t0］時段非常小，可近似等于0。因此，非直通［t3-t0］階段和非直通［t2-t3］階段中vLin和vLm的表達式是相同的。列寫電感Lm和Lin的伏秒平衡方程為

∫t2t1vLxdt+∫t3t2vLxdt+∫t0t3vLxdt=∫dT0vLxdt+∫TdTvLxdt=0。（25）

式中vLx分別為vLm和vLin。根據式（25），得到電容電壓和直流鏈電壓為：

VC1=1－2d1－（2K+1）dVin；（26）

VC2=1－2Kd1－（2K+1）dVin；（27）

Vdc=VC3=11－（2K+1）dVin。（28）

逆變器輸出交流電壓峰值為

v^o=BMVin=MVin1－（2K+1）d。（29）

式中：B=11－（2K+1）d為升壓比；M為調制比。調制比M和占空比d應滿足：

0lt;Mlt;Mmax=1－d。（30）

從式（30）可以看出，增大直通占空比d來提高升壓比會減小M，降低直流鏈利用率。所以，可以通過增大繞組系數K提高逆變器升壓比。

3 對比分析

為了更好地體現所提出的逆變器拓撲性能的優越性，將SCS-YSI和I-YSI在升壓能力、電壓應力、直通電流和功率損耗方面進行比較。

3.1 升壓能力分析

圖5為相同繞組系數（K=3），SCS-YSI和I-YSI的升壓比與直通占空比d的對應關系圖。

SCS-YSI的升壓能力比I-YSI有了進一步的提高，這表明在相同大小輸入電壓Vin和繞組系數K下，要獲得相同的直流鏈電壓，SCS-YSI可使用更小的直通占空比d，允許更高的調制比M，從而增加了直流鏈電壓的利用率。

SCS-YSI的升壓比相對于I-YSI的提高幅度EB的表達式為

EB=11－（2K+1）d－11－（K+1）d11－（K+1）d=

Kd1－（2K+1）d。（31）

從式（31）中可以看出，升壓比的提高幅度會隨著d或K的增大而提高。

3.2 電壓應力分析

表1列出了I-YSI與SCS-YSI的電容和二極管電壓應力的表達式。當繞組系數K和電壓增益保持一致時，SCS-YSI的二極管最大電壓應力要高于I-YSI的二極管最大電壓應力。然而，額外增加的2個二極管的最大電壓應力與直流鏈電壓相等，且小于I-YSI的二極管最大電壓應力。

圖6是為K=3時，SCS-YSI與I-YSI電容電壓應力與升壓比關系圖。從圖中可以看出，SCS-YSI中的最大電容應力等于直流鏈電壓，大于I-YSI的最大電容電壓應力。而增加的其他電容的電壓應力都比I-YSI的最大電容電壓應力小。所提出的逆變器增加了電容和二極管數量，但是提高了升壓能力，而且抑制了直通狀態到非直通狀態轉換時的電壓尖峰。

3.3 直通電流分析

從圖3（b）中可以得到SCS-YSI的直通狀態下直流母線上的直通電流為

IST=－iC3=Iin－N1ImN2－N3。（32）

將式（12）代入式（32），得到直通電流表達式為

IST=（K+1）Iin=（0.5δ+0.5）Iin。（33）

式中δ是含耦合電感匝數的表達式，等于2K+1，與繞組系數正相關。使用相同的分析方法，可得其他Y源逆變器在直通狀態下電流表達式如表2所示。

可以看出，以往的Y源逆變器直通電流大小等于輸入電流的δ倍，隨著δ值的增大，可以獲得更高的電壓增益。然而，直通電流也會成比例的增加。過大的直通電流會引起更高的功率損耗，需要選取大額定電流的開關器件，從而降低了系統的功率密度，增加了系統的成本。

圖7是直通電流與δ的關系圖。可以看出在相同δ下，SCS-YSI的直通電流被抑制在更小的值。另外，SCS-YSI和I-YSI直通電流大小都是（K+1）Iin，也就是說在相同K下直通電流大小相同。以K=3為例，I-YSI的δ=4（此時YSI的K等于4），直通電流大小為4倍，SCS-YSI的δ=7，但其直通電流并未增大到7倍，仍然是4倍。在相同K下，SCS-YSI增加了δ使升壓比更高，但卻抑制了直通電流的增大，而且由于增大了δ，相同的升壓比下，SCS-YSI需要更小的直通時間，從而使其在直通狀態下有更小的開關管導通損耗。當δ相同時，相對于I-YSI，SCS-YSI的直通電流IST減小幅度的表達式是EIST=（0.5δ－0.5）/δ，可以看出，EIST隨著δ的增大而提高，而且逐漸接近于50%。

可以看出，隨著功率增大，SCS-YSI的效率將會超過I-YSI，這主要是因為SCS-YSI在增加δ的同時抑制了直通電流的增大，并減小了所需的直通時間，從而降低了開關管導通損耗。當B由2提高到3后，I-YSI與SCS-YSI的整體效率都有所下降，而且效率曲線的交點向功率增大的方向移動，表明在B提高時，SCS-YSI在效率上的優勢將在更大的功率后才能體現。因此，SCS-YSI對損耗的降低程度隨著功率的增大而提高，隨著B的增大而有所降低。

4 仿真與實驗結果

使用表3所示參數對SCS-YSI和I-YSI進行仿真和實驗分析。

4.1 仿真結果

在PLECS軟件下對SCS-YSI和I-YSI進行仿真。圖9是I-YSI和SCS-YSI的直流鏈電壓仿真波形。從圖9（a）中可以看出，在由直通狀態向非直通狀態切換時，I-YSI的直流鏈電壓出現很高的電壓尖峰。最大直流鏈電壓尖峰在330 V左右，遠超過直流鏈電壓理論值216 V。過高的電壓尖峰使開關管工作環境惡化，限制了開關管的選型。圖9（b）是SCS-YSI的直流鏈電壓仿真波形，可以看出SCS-YSI的直流鏈幾乎不存在電壓尖峰。

圖10（a）是I-YSI的直通電流和輸入電流的局部放大仿真波形，在繞組系數K=3下，I-YSI的δ=4，直通電流約為輸入電流的4倍。圖10（b）是SCS-YSI的直通電流和輸入電流的局部放大仿真波形。相同繞組系數下，SCS-YSI的δ=7，但直通電流是輸入電流的4倍。表明與I-YSI相比，SCS-YSI增大了δ但未增加直通電流大小，符合理論分析。

4.2 實驗結果

為了驗證SCS-YSI的有效性和可行性，搭建了基于RT-Box控制的240 W SCS-YSI實驗樣機，如圖11所示。

圖12為和I-YSI和SCS-YSI的直流鏈電壓實驗波形。I-YSI的直流鏈存在電壓尖峰，最大值達到320 V。SCS-YSI的直流鏈幾乎不存在尖峰電壓，且大小為210 V，略低于理論值，這是由耦合電感漏感和電路中寄生電阻引起的。

圖13為SCS-YSI直流輸入和交流輸出波形。輸入電流是連續的，且在調制比為0.75的情況下，輸出電壓峰值為155 V。

圖14是SCS-YSI的電容電壓實驗波形。電容C1、C2和C3的電壓分別為175、98和210 V，與理論值VC1=177 V、VC2=99 V、VC4=216 V相近，驗證了理論分析的正確性。

圖15為SCS-YSI的二極管電壓波形。在直通狀態，D1電壓為1 050 V，其他兩個二極管承受與直流鏈相同的電壓，大小是210 V。

圖16是耦合電感的3個繞組電流實驗波形。在直通狀態向非直通狀態轉換時，流經繞組的電流是平緩變化的，這使得直流鏈上幾乎不存在電壓尖峰。圖17為直通電流和輸入電流波形。在K值為3時，I-YSI的δ等于4，SCS-YSI的δ等于7。I-YSI和SCS-YSI的直通電流都等于4倍輸入電流，在相同直通電流下SCS-YSI的直通時間要少于I-YSI。

圖18為I-YSI和SCS-YSI的效率對比圖。SCS-YSI具有更多的元件，因此I-YSI可以在功率等級較低時獲得相對較高的工作效率。由于SCS-YSI抑制了直通電流的增大，在更小的直通時間下開關管導通損耗更低，因此在高功率輸出時具有更高的效率。

5 結 論

針對I-YSI的不足，提出了一種具有有源吸收回路的SCS-YSI。該逆變器抑制了直流鏈電壓尖峰，將升壓比提升到1/［1-（2K+1）］，提高了直流鏈電壓利用率，并且抑制了直通電流的增大，在相同直流鏈電壓下降低了導通損耗，從而在高功率下提高了效率。通過仿真模型和實驗平臺的測試，證明了所提逆變器有效性和卓越性能。

參 考 文 獻：

［1］ 郭磊磊， 陳墨， 羅魁， 等．基于滑膜觀測器的電壓源逆變器無模型預測控制［J］. 電機與控制學報， 2023， 27（6）： 127.

GUO Leilei， CHEN Mo， LUO Kui， et al. Model-free predictive control method for voltage source inverter based on sliding model observe［J］. Electric Machines and Control， 2023， 27（6）： 127.

［2］ 趙文祥， 周書文， 宋世昌， 等. 電流源型逆變器電機驅動系統的直流鏈電流控制［J］. 電工技術學報， 2023， 38（19）： 5185.

ZHAO Wenxiang， ZHOU Shuwen， SONG Shichang， et al. DC-link current control of current source inverter motor drive system［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2023， 38（19）： 5185.

［3］ 姜翼展， 張經緯， 何鳳有， 等．一種開關損耗優化的Z源逆變器調制策略［J］. 電工技術學報， 2023， 38（16）： 4312.

JIANG Yizhan， ZHANG Jingwei， HE Fengyou， et al. A switching loss optimization modulation strategy for Z-source inverter［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2023， 38（16）： 4312.

［4］ 陳艷， 曹展豪， 胡磊， 等.準Z源逆變器中抑制二次諧波的虛擬阻抗控制策略［J］. 電機與控制學報， 2023， 27（6）： 137.

CHEN Yan， CAO Zhanhao， HU Lei， et al. Virtual impedance control strategy for suppressing second harmonic current in quasi-Z-source inverter［J］. Electric Machines and Control， 2023， 27（6）： 137.

［5］ 李媛， 方番， 肖先勇， 等. 基于輸入/輸出線性化的準Z源逆變器光伏并網控制策略［J］. 高電壓技術， 2019， 45（7）： 2167.

LI Yuan， FANG Fan， XIAO Xianyong， et al. Grid-connected photovoltaic control strategy based on input-output linearization for quasi-Z-source inverter ［J］. High Voltage Engineering， 2019， 45（7）： 2167.

［6］ 吳春， 楊佳磊， 陳強. 準Z源逆變器級聯模型預測控制［J］. 中國電機工程學報， 2021， 41（12）： 4286.

WU Chun， YANG Jialei， CHEN Qiang. Sequential-model predictive control for quasi-Z-source inverter［J］. Proceedings of the CSEE， 2021， 41（12）： 4286.

［7］ 程啟明， 趙淼圳， 沈磊， 等. 改進型準Z源三電平逆變器建模分析［J］. 高電壓技術， 2021， 47（6）： 2195.

CHENG Qiming， ZHAO Miaozhen， SHEN Lei， et al. Modeling analysis of improved quasi-Z Source three-level inverter［J］. High Voltage Engineering， 2021， 47（6）： 2195.

［8］ SIWAKOTI Y P， TOWN G E， LOH P C， et al.Y-source inverter［C］//IEEE 5th International Symposium on Power Electronics for Distributed Generation Systems， June 24-27， 2014， Galway， Ireland. 2014.

［9］ SIWAKOTI Y P， LOH P C， BLAABJERG F， et al. Y-source impedance network［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2014， 29（7）： 3250.

［10］ SIWAKOTI Y P， LOH P C， BLAABJERG F， et al. Y-source boost DC/DC converter for distributed generation［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2015， 62（2）： 1059.

［11］ SIWAKOTI Y P，BLAABJERG F， LOH P C， et al. Quasi-Y-source inverter［C］// Proceedings of Australasian Universities Power Engineering Conference： Challenges for Future Grids， September 27-30， 2015， Wollongong， Australia. 2015.

［12］ 冉巖， 王衛， 王艷杰. 單相非隔離型改進Y源光伏并網逆變器［J］. 高電壓技術， 2020， 46（3）： 1086.

RAN Yan， WANG Wei， WANG Yanjie. Improved single-phase transformerless Y-source PV grid-connected inverter［J］. High Voltage Engineering， 2020， 46（3）： 1086.

［13］ HAKEMI A， SANATKAR-CHAYJANI M， MONFARED Ml. Δ-source impedance network［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2017， 64（10）： 7842.

［14］ LIU H P， LI Y H， ZHOU Z C， et al. A family of low-spikes high-efficiency Y-source inverters［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2019， 66（12）： 9288.

［15］ LIU H P， ZHOU B， LI Y H， et al. High-efficiency T-source inverter with low voltage spikes across the switch bridge［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2020， 35（10）： 10554.

［16］ 姚婷婷，管樂詩，石恩達，等. 一種低母線電壓尖峰的改進型Y源逆變器及其可靠性分析［J］. 電工技術學報， 2021， 36（增刊1）： 209.

YAO Tingting， GUAN Yueshi， SHI Enda， et al. A low DC-link voltage spike modified Y-source inverter and its reliability evaluation［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2021， 36（S1）： 209.

［17］ NGUYEN M K， LIM Y C， CHOI J H， et al. Trans-switched boost inverters［J］. IET Power Electronics， 2016， 9（5）： 1065.

［18］ KUMAR A， KAMAL S， RAGHURAM M， et al. High gain quasi-mutually coupled active impedance source converter utilizing reduced components count［J］. IEEE Transactions on Industry Applications， 2019， 55（6）： 6376.

（編輯：劉素菊）

收稿日期： 2023-06-06

基金項目：國家自然科學基金（52207189）

作者簡介：馬建偉（1981—），男，博士，研究方向為光伏并網發電、微電網技術；

劉鴻鵬（1978—），男，博士，教授，博士生導師，研究方向為光伏并網發電、微電網技術、儲能與節能技術、電力電子可靠性技術；

魏 來（1996—），男，碩士，研究方向為阻抗源逆變器設計；

張 偉（1988—），男，博士，講師，研究方向為光伏并網發電、微電網技術；

張書鑫（1999—），男，博士，講師，研究方向為中高壓直流電網技術、電力系統中新型電力電子變換器。

通信作者：劉鴻鵬