基于STC32G單片機的電梯抱閘電源設計

摘要：針對電梯抱閘電源在模擬芯片控制下存在成本高、可控性差等不足，設計1種基于數字控制器的抱閘電源系統。以STC32G單片機為控制器，通過整流濾波電路將交流電壓轉換成直流電壓，再通過Buck變換器進行降壓處理對抱閘線圈供電；由STC32G自帶的12位高精度模擬數字轉換器（ADC）模塊對電壓電流進行采樣，且實時調節電壓反饋；以滑模控制理論為基礎，對趨近律函數進行改進，設計新型非奇異終端滑模控制器，進一步提高抱閘電源的動態響應和抗干擾性能；最后，搭建基于Matlab/Simulink的仿真模型和STC32G的實驗平臺進行仿真和實驗，驗證設計電源的有效性。結果表明：相比于PI控制器，新型非奇異終端滑模控制器在參考電壓改變和負載突變的情況下電壓恢復時間分別提高了62.5%和66.7%以上，設計的抱閘電源系統具有較好的動穩態性能和抗干擾能力。

關鍵詞：抱閘電源；STC32G單片機；Buck變換器；非奇異終端滑模；控制器；電梯；制動器

中圖分類號：TM 46文獻標志碼：A doi：10.12415/j.issn.1671?7872.24028

Design of Elevator Brake Power Supply Based on STC32G Microcontroller

LANG Jiahong，HEZhiwei，QIUWei，LUMingjin，CHENG Jie

（School of Electricalamp;InformationalEngineering，Anhui University of Technology，Maanshan 243032，China）

Abstract：For the deficiencies of high cost and poor controllability in elevator brake power supplies controlled by analog chips，a brake power supply system based on a digital controller was designed.Using an STC32G microcontroller as thecontroller，the AC voltage was converted into DC voltage through a rectification and filtering circuit，and then using a Buck converter for voltage reduction to power the brake coil.The STC32G built-in 12 bit high-precision analog-to-digital converter（ADC）module was used for sampling voltage and current，and for real-time voltage feedback adjustment.Based on sliding mode control theory，the approaching law function was improved，and a new type of non singular terminal sliding mode controller was designed to further improve the dynamic response and anti-interference performance of the brake power supply.Finally，a simulation model based on Matlab/Simulink and an STC32G experimental platform were built to verify the effectiveness of the designed power supply.The results show that compared to the PI controller，the new non-singular terminal sliding mode controller improves the voltage recovery time by more than 62.5%and 66.7%under the conditions of reference voltage change and load mutation，respectively.The designed brake power supply system exhibits good dynamic and steady-state performance，as well as strong anti-interference capability.

Keywords：brake power supply;STC32 microcontroller;Buckconverter;non-singular terminal sliding mode;controller;elevator;brake

近年，隨著經濟的快速發展，城市規模不斷擴大，高層建筑與日俱增，電梯已成為人們生活中必不可少的交通工具[1?4]。電梯在給人類生產生活提供了極大便利的同時，與之相關的安全事故也時有發生，尤其是因制動器失效或故障而引起的安全事故[5?8]。制動器是電梯系統中的關鍵安全裝置，其性能與供電電源的類型和控制方式密不可分。抱閘電源為制動器的抱閘線圈供電，現有抱閘電源因采用模擬控制芯片而存在成本高和可控性差等不足[9?12]。而基于數字控制器的抱閘電源具有成本低、可控性強和智能化程度高等優勢。因此，設計基于數字控制器的抱閘電源，對于提高制動器性能和電梯系統安全性具有重要的工程實踐意義。

GB/T 24478—2009《電梯曳引機》規定，啟動抱閘松閘時的最高強激電壓與松閘后的最低維持電壓應分別低于額定電壓的55%和80%，采用高電壓勵磁吸合、低電壓維持的供電方式。為此，對抱閘電源的供電方式需要進行合理設計。張向峰[13]設計1種半波和全波整流混合使用的供電方式，啟動松閘時采用全波整流，維持松閘時采用半波整流實現電壓的切換，該供電方式原理簡單，但需使用硅鋼等材料制成的工頻變壓器，而該變壓器存在體積大、質量重等缺點，不利于抱閘電源的小型化設計。畢曉鵬等[14]設計1種可控整流的供電方式，先用全波整流再用Buck變換器將電壓變換成所需的直流電壓，該供電方式結構簡單，不需使用工頻變壓器，實現了抱閘電源的小型化設計，但模擬芯片存在成本較高、可控性較差的缺點。黃定英等[15]設計1種可調電壓輸出的抱閘電源，對于反饋回路設計多組反饋電阻，能夠實現不同強激電壓和維持電壓的輸出，但仍使用模擬芯片作為控制器且反饋回路結構復雜、成本較高。冉洪江等[16]設計1種基于微控制單元（microcontroller unit，MCU）控制的抱閘電源，使用MCU控制器代替模擬控制芯片，具有成本低、可控性高等優點，但未改進Buck變換器的控制方式。

Buck變換器作為抱閘電源的關鍵組成部分，控制方式與抱閘電源的性能密不可分，故其控制方式的改進得到學者們廣泛關注。Ling等[17]設計1種二階滑模控制器，為簡化控制器的設計，僅使用輸出電壓作為反饋量，但由于系統狀態量較少，抗干擾能力隨之降低；崔楠等[18]設計1種滑模比例積分（proportion integration，PI）混合控制器，可有效發揮PI和滑模控制各自的性能優勢，但需判斷系統工況和導通模式來實現2種控制的切換，設計比較復雜；王艷敏等[19]設計1種雙閉環終端滑模控制器，系統反饋量同時使用輸出電壓和電感電流，提高了系統的動穩態性能，但設計相對復雜，且未給出實驗驗證。綜上，在改進Buck變換器控制方式的基礎上，設計1種基于STC32G的電梯抱閘電源，進一步提升抱閘電源的動穩態性能和抗干擾能力，為提高電梯系統運行安全提供參考。

1 Buck變換器控制方式的改進1.1 Buck變換器的系統建模

基于脈沖寬度調制（pulse width modulation，PWM）的Buck變換器電路拓撲結構如圖1。圖中：Vin為直流母線電壓；S為功率開關管；D為續流二極管；L為儲能電感；C為輸出濾波電容；R為負載電阻；Vo為輸出電壓。

考慮到電感在電路中的功能比較復雜，通常是先充電后放電。因此，根據電感充放電的具體情況將Buck變換器的工作模式分為3種：連續導通模式（continuous conduction mode，CCM）、邊界導通模式（boundary conduction mode，BCM）和斷續導通模式（discontinuous conduction mode，DCM）。基于Buck變換器在CCM條件下工作，即在1個開關周期T內，無論電感電流如何變化，其值始終大于零[20?23]。

當功率開關管S導通時，可得系統的微分方程：

當功率開關管S關斷時，可得系統的微分方程：

聯立式（1），（2）可得系統的統一微分方程：

式中：IL為電感電流；α為功率開關管的占空比，且α2[0，1]。將式（3）改寫成狀態空間平均方程：

對式（4）進行線性化，并分別對IL（t），Vo（t），Vin（t）和α（t）4個變量引入小信號擾動，可得：

將式（5）代入式（4），消除穩態量IL，Vo，Vin和α，并忽略二次交流項，得到系統的小信號模型：

假設系統中IL，Vo，Vin和α的初始值均為零，對式（6）進行拉普拉斯變換：

根據式（7）可得Buck變換器系統的各種傳遞函數，則Vo與α間的傳遞函數GVα（s）和IL與α間的傳遞函數GIα（s）為：

Buck變換器的系統參數見表1；基于式（8）可得對應系統的開環伯德圖，如圖2。

圖2中相位裕度接近于0，根據控制理論可知系統是不穩定的，Buck變換器需采用閉環控制[24]。

1.2控制器的設計

基于開環傳遞函數在頻域上的特點分析，設計1種新型非奇異終端滑模控制器。將Buck變換器的Vo和IL分別定義為狀態變量x1和x2，式（3）所示的微分方程可改寫為：

定義e1和e2分別為系統的電壓偏差及其微分：

對式（11）進行求導，并結合式（10）可得：

設計變換器系統的非線性滑模面函數：

式中：β為待設計參數且βgt;0；p，q均為正奇數且滿足1lt;p/qlt;2。

對滑模面函數進行求導，并結合式（12）可得

為提升滑模控制系統在平衡點附近的趨近速率，使系統盡快到達穩態，對傳統指數趨近律函數進行改進。使用連續性的雙曲正切函數tanh（δs）代替非連續性的符號函數sgns，并引入速度調節函數f（s），改進后的指數趨近律函數表達式為：

式中δ和ε為待設計參數且δ，εgt;0。

聯立式（14），（15）可得到滑模控制律的表達式：

根據等效控制方法，將α分解成等效控制律αeq和切換控制律αsw，則新型控制器的控制函數為：

1.3控制器的穩定性分析

對設計的新型非奇異終端滑模控制器進行穩定性分析，將式（16）代入式（14）可得：

選擇Lyapunov函數V（x）=0.5s2，對V（x）進行求導，可得

式中1lt;p/qlt;2，故0lt;p/q-1lt;1，又因為βgt;0，所以當e2*0時，有

由于s與tanh（δs）具有相同的正負性，且f（s）gt;0，εgt;0，故有

S

根據式（20），（21）可知，V（x）lt;0恒成立，所以在e2*0的條件下，控制器滿足Lyapunov穩定性判據。

2基于Buck變換器改進的抱閘電源系統

設計的抱閘電源系統整體結構如圖3，系統主要由STC32G單片機、整流濾波電路、Buck變換器、驅動電路和電壓電流采樣電路等組成。

通過整流濾波電路將220 V/50 Hz的交流市電轉換成310 V的直流電壓，并傳遞給斬波電路；斬波電路通過Buck變換器，將整流濾波電路的輸出變換成抱閘線圈所需的110 V強激電壓和70 V維持電壓；通常啟動抱閘松閘時，為克服阻力先輸出110 V強激電壓，經一段時間的延時再變換成70 V維持電壓以維持抱閘松閘狀態；STC32G單片機負責調控抱閘電源裝置的運行，不僅要輸出PWM信號通過驅動電路控制斬波電路中的功率開關，還要通過電壓電流采樣電路實時檢測斬波電路的輸出信號并進行反饋調節。

2.1系統硬件

2.1.1斬波電路

對于斬波電路，采用Buck變換器的拓撲結構，包括IGBT、快恢復二極管、電感和電容等元件。CCM工況下，電感L的計算公式如下

式中：f為開關頻率；K為紋波系數，有效取值范圍為0 2；Iomax為最大輸出電流。

輸出電容的大小受輸出電壓紋波ΔVo的影響，ΔVo主要由電容充放電引起的電壓波動ΔVC和電容等效串聯電阻（equivalent series resistance，ESR）的壓降疊加而成[25]。若忽略電容ESR上的壓降，則ΔVo近似等于ΔVC，即

將式（22）代入式（23）可得輸出電容C的計算公式：

將表1中的數據代入式（22），（24）可計算出電感L為975μH、輸出電容C為305μF。根據成品電感和電容的種類，選擇1 mH/10 A的鐵硅鋁磁環電感和330μF/200 V的直插鋁電解電容。綜上，Buck變換器原理如圖4。

2.1.2整流濾波電路

整流濾波電路如圖5，采用全波整流的方式，核心器件為整流橋和輸出濾波電容。整流橋GBU1010的規格參數為1 kV/10 A，可滿足電源設計需求。為減少電路中電磁干擾的影響，在電路的前級增加由共模電感、X電容和Y電容等元件組成的電磁干擾（electromagnetic interference，EMI）濾波器。

2.1.3驅動電路具有獨立的高側和低側參考輸出通道[26]，已廣泛用

IR2104芯片是1款帶有外部鎖定功能的高電壓、高速轉動力的IGBT和MOSFET半橋驅動器，具有獨立的高側和低側參考輸出通道[26] ，已廣泛用于電源開關和電動機驅動電路。故文中采用IR2104芯片設計驅動芯片，驅動電路的設計原理如圖6。

由圖6可知：驅動電路沒有直接使用IR2104芯片進行驅動，而是在控制器和IR2104之間加入光耦隔離芯片，以實現控制電路和Buck變換器之間的電氣隔離，對控制器進行保護。控制器輸出的PWM信號為40 kHz，類似PC817的低速光耦會出現輸出波形延遲、失真等問題，因此采用高速光耦6N137進行隔離。另外，針對Buck變換器中IGBT處于高側需進行浮地驅動的特點，使用IR2104高側輸出通道利用自舉原理完成對IGBT的驅動。驅動電路的自舉通道由自舉二極管D3和自舉電容C6組成，當Buck電路的IGBT截止，供電電壓+12 V通過D3對C6充電，使C6兩端的壓差保持為12 V；當IGBT導通，由于C6兩端的電壓不能突變，此時12 V的壓差便可加到IGBT的柵極和發射極之間，使IGBT在一定時間內持續導通，在此過程C6會持續放電，壓差會逐漸減小。為使Buck電路正常工作，需使C6不斷充放電，即循環工作在上述兩階段。D3主要用于C6放電時，防止電流回流到驅動芯片VCC端損壞芯片。因此，對于D3需選擇快速恢復二極管，同時需保證二極管的反向耐壓值大于Buck電路的輸入電壓，并保留一定的裕度。

2.1.4采樣電路

采樣電路包括輸出電壓采樣電路和電感電流采樣電路，主要由LM358及電阻、電容等元器件組成。

輸出電壓采樣電路如圖7，輸出電壓Vo+經過功率電阻R27，R15和R16分壓后將高壓信號轉換成0～5 V的低壓信號。為實現控制電路和Buck變換器間的電氣隔離，以及保證采樣信號的精確度，在前級和后級運放之間采用精密線性光耦隔離芯片HCNR200進行隔離。后級運放LM358是1個電壓跟隨器，用于信號緩沖，進一步保證采樣信號完整無損地傳輸。二極管D4和D5組成鉗位電路，用于確保送入控制器I/O口的電壓信號在0～5 V的范圍內，保護控制器。此外，濾波電路由HCNR200前級的電阻R17、電容C9和后級的電阻R21、電容C11組成，起到濾波、穩定信號的作用。輸出電壓采樣電路的輸入與輸出關系為

電感電流采樣電路如圖8，選擇基于霍爾效應的電流傳感器芯片ACS712對電感電流信號進行轉換。

電壓與電流的對應關系為185 mV/A。轉換后的電壓信號較低，不利于控制器的監測，使用運放LM358及電阻R12，R13組成同相放大器對信號進行放大處理。電感電流采樣電路的輸入與輸出關系為

在整個采樣過程中，模擬量D與數字量A之間的轉換關系滿足D=4 096（A/5）

2.2系統軟件

系統軟件的設計以STC32G控制器為核心，在KEIL C251開發環境下使用C語言進行編程。系統主程序模塊流程圖如圖9，該模塊的作用是實現系統初始化、外設功能模塊聲明定義及初始化、常量和變量賦初值等功能。系統外設功能模塊主要包括定時器模塊、PWM模塊、模擬數字轉換器（analog-to-digital converter，ADC）模塊等，完成所有的初始化配置后，啟動中斷，進入循環程序等待響應中斷。

系統的中斷服務程序模塊是軟件程序設計的核心部分，設計的控制算法是在此模塊中實現，其流程框圖如圖10。

進入中斷服務子程序后，單片機將對輸出電壓和電感電流的AD采樣值進行檢測。當讀取的輸出電壓或電感電流的AD采樣值大于所設參考電壓或電流的限定值時，會啟動過壓或過流保護，此時驅動信號會被屏蔽，強行禁止PWM信號的輸出，起到保護電路的作用；當讀取的輸出電壓和電感電流的AD采樣值在正常范圍內時，程序進入下一個判斷模塊。若未到達電壓切換時間，程序給定110 V強激電壓；若到達電壓切換時間，程序給定70 V維持電壓。隨后進入控制算法程序模塊，通過控制算法得到所需的占空比，生成相應的PWM信號，控制Buck變換器輸出110 V強激電壓或70 V維持電壓。此時，控制器仍不斷讀入并檢測輸出電壓和電感電流信號的AD采樣值，控制算法也在程序中循環執行，進而得到實時更新的PWM信號，確保系統能夠實現輸出電壓的實時閉環控制，穩定輸出相應的電壓。

3仿真與實驗分析

為驗證本文設計抱閘電源控制系統的有效性和新型控制器的優越性，搭建基于Matlab/Simulink的仿真模型和STC32G的實驗平臺，分別采用PI控制器（PI）、傳統滑模控制器（SMC）和新型非奇異終端滑模控制器（新型NTSMC）的抱閘電源進行參考電壓改變、負載突變的仿真和實驗。仿真和實驗的主要參數如表1，Buck變換器的新型控制器實現框圖如圖11。

3.1仿真結果與分析

圖12為3種控制器下，負載保持不變時抱閘電源的輸出在0.20 s由強激電壓變為維持電壓的仿真波形。由圖12可知：參考電壓改變時，系統在PI和SMC控制器下均有較大的電壓波動且需較長的時間才能到達穩態，動態和穩態性能較差；新型NTSMC控制器下系統的電壓波動幅度小且輸出能夠迅速恢復至穩態，展現出較好的動態響應和電壓跟蹤能力。

圖13，14為3種控制器下，抱閘電源分別輸出強激電壓和維持電壓在0.20 s時負載突變的仿真波形。由圖13，14可知：無論負載是突升或突降，抱閘電源系統在新型NTSMC控制器下的電壓波動幅度都更小，電壓恢復時間都更短，展現出更好的抗擾動能力。

3.2實驗結果與分析

搭建的STC32G抱閘電源實驗平臺如圖15，其主要由交流電源（市電）、整流濾波電路、Buck變換器、驅動電路、采樣電路和STC32G控制器等組成。

圖16為2種控制器下，負載不變時抱閘電源輸出由強激電壓變為維持電壓的實驗波形。由圖16可知：對于強激電壓變為維持電壓的情況，PI控制器下系統到達穩態需0.16 s；新型NTSMC控制器下僅需0.06 s就可到達穩態，抱閘電源在新型控制器下具有更佳的動態性能和電壓跟蹤能力。

圖17，18為2種控制器下，抱閘電源在輸出強激電壓時負載突升和突降的實驗波形。由圖17，18可知：無論負載是突升還是突降，系統輸出的強激電壓在PI控制器下0.35 s后才能夠恢復至穩態；在新型NTSMC控制器下只需0.10 s就能恢復到穩態，且電壓波動幅度更小。

圖19，20為2種控制器下，抱閘電源在輸出維持電壓時負載突升和突降的實驗波形。由圖19，20可知：負載突變時，系統輸出的維持電壓在PI控制器下恢復至穩態需0.30 s；在新型NTSMC控制器下恢復到穩態只需0.10 s左右，且電壓波動幅度更小，抱閘電源在新型控制器下具有更好的抗擾動能力。

4結論

基于STC32G設計1種電梯抱閘電源控制系統，以STC32G作為控制核心，采用整流濾波電路和Buck變換器實現對抱閘線圈的供電；在此基礎上，設計1種基于改進趨近律函數的新型NTSMC控制器，進一步提高抱閘電源的輸出性能，并通過仿真和實驗進行驗證。仿真和實驗結果表明：與PI控制器相比，設計的抱閘電源在新型NTSMC控制器下具有更好的動穩態性能和抗擾動能力；設計的抱閘電源控制系統可通過軟件控制的方式實現不同強激電壓和維持電壓的輸出，也可實現強激電壓輸出時間的調節，無需更改電路，兼容性好且可減少硬件電路的設計，硬件成本較低。

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責任編輯：何莉