基于軟件定義無線電的可編程微波輻射計設計

中圖分類號：TB9;TP732.1 文獻標志碼：A

文章編號：1674-5124（2025）06-0132-09

Design of programmable microwave radiometer based on software defined radio

SHIMinghui1，2，LUHao1，LIUJingyi1，WANG Zhenzhan1 （1.National Space Science Center， Chinese Academy ofSciences，Beijing 10o190，China; 2. University of Chinese Academy of Sciences， Beijing 100049， China）

Abstract：Traditional microwaveradiometer has low integration，fixed RF front-end function，and limited programmability in digital back-end. To solve the above problems， a software defined radiometer with programmable RF front-end and digital processing back-end is designed and implemented based on software defined radio （SDR） technology. The core of programmable RF front-end adopts an SDR platform with zero intermediate frequency architecture， achieving configurable frequency ranges，bandwidth， gain， etc.Digital processing back-end uses an FPGA embedded in ARM to perform real-time FFT spectrum procesing and power spectrum integration，supporting the identification and elimination of radio frequency interference.This type of radiometer covers L， S and C bands， and integration time is adjustable within 500-1000ms . The system sensitivity is 0.13K through experimental testing inL band. In China， this software defined radiometer took the lead in realizing RF front-end programmability， supporting dynamic adjustment of working bands and parameters， and achieving a breakthrough.

Keywords： radiometer; programmability; software defined radio;FFT

0 引言

微波輻射計是被動式微波遙感電子儀器，可以觀測天線視場范圍內目標物體輻射、散射或反射的微波噪聲能量，并等效成亮溫表示。其實質就是一種高靈敏度、高分辨率的微波信號接收設備。

傳統輻射計如美國國家航空航天局（NASA）發射的SMAP衛星輻射計，普遍使用超外差架構，在解調之前先將信號下變頻到中頻。此結構需要大量分離元件，難以在單芯片中集成[1]。因此，傳統輻射計往往采用定制化的射頻和中頻器件，再搭配定制化的檢波器或數字電路采集數據[2]。整體系統規模大、結構復雜、集成度低且缺乏可配置性[3]，提高了生產成本和周期。

相比之下，零中頻架構對射頻信號直接解調至基帶，然后進行放大、濾波、采樣，消除了對中頻的需求。原超外差架構中的鏡像抑制和中頻器件都可以去除，有利于單系統單芯片的集成。這種新技術正在一些現代無線電系統中使用，尤其是在軟件定義無線電（SoftwareDefinedRadio，SDR）中。

SDR技術基于通用硬件平臺，使用可編程器件實現射頻模擬電路以及基帶數字信號處理，是一種單芯片集成系統。基于SDR平臺開發的設備可以工作在多協議、多標準、多頻帶上，適用于不同的場景和用途[4]。

不同于SDR技術在通信領域中相對成熟的應用，將其應用于微波輻射計研制的案例在國際上較少，較為典型是2020年歐空局的FSSCat任務[5，其在立方星上搭載了一個L波段的SDR輻射計，但該輻射計并不具備可編程能力，其波段、帶寬等參數被固定，頻譜處理的通道數和系統靈敏度也落后于本文的設計方案。而在國內，則尚未見有關于SDR輻射計的研究論文發表。

此外，輻射計的原理是被動接收觀測目標的低電平微波輻射信號。該類信號強度極弱、頻譜極寬且類似噪聲、容易受到干擾，與常用的通信信號差異很大。因此，參考案例的稀少以及SDR技術的跨領域應用都對本文工作提出了挑戰。

針對上述問題，本文充分挖掘了SDR平臺的可編程能力，研制了一款可編程的軟件定義輻射計。可編程射頻前端核心使用零中頻架構的SDR芯片，各項參數如頻點、帶寬、增益等均可配置[]。數字處理后端使用片上系統（systemonchip，SoC）并實現1024通道頻譜處理、功率譜積分等功能。實現了對傳統輻射計硬件結構的改良，并引入軟件來控制系統工作電路，從而搭建出集成度高、功耗低、可編程的新型軟件定義輻射計。

1輻射計系統結構

1.1總體需求及硬件架構

該軟件定義輻射計由可編程射頻前端和數字處理后端構成。

可編程射頻前端核心基于SDR平臺，通過數字接口配置射頻器件的狀態和參數，完成射頻模擬信號到基帶數字信號的放大、混頻、濾波和采樣等工作。硬件可編程性使得該輻射計可應用于多種任務場景。

數字處理后端使用SoC芯片，實現1024點FFT處理及功率譜積分。微波輻射計在L波段易受射頻干擾[7]，采用頻譜分析技術可以精細化觀測，具有一定程度識別干擾的能力[8]。目前還沒有過在國產L波段微波輻射計中引入超過1000個通道的頻譜分析功能，本文微波輻射計覆蓋L波段，實現了突破。

基于以上需求，本文所設計的微波輻射計硬件架構如圖1所示。

1.2 SDR芯片平臺選型

可編程接收機前端選用SDR芯片AD9361，該芯片使用零中頻架構，其詳細參數如表1所示。頻段范圍在 70MHz 至6GHz，覆蓋L、S、C三個微波波段。支持雙通道發射和接收，未來可拓展主被動/多波段遙感。功耗低于 1.5W ，適用于小型平臺搭載如立方星和無人機。此外，增益配置可手動接管、支持單端轉差分輸入、支持LVDS模式等也契合本文需求。

1.3 SoC開發平臺選型

高集成度的SoC可以提供更好的性能、更低的功耗和更低的成本，數字處理后端選用ZYNQ7035芯片。該芯片內部集成了軟件可編程的ARM處理器以及 28nm 硬件可編程的FPGA，支持在PS端實現自定義軟件，在PL端實現自定義數字電路邏輯功能。其詳細參數如表2。相對于CPU，FPGA更適合負責并行高速數據流處理[9]。

2 可編程射頻前端設計

2.1 射頻輸入端

為提高輻射計靈敏度，前置一個噪聲系數（NF）為0.8dB，固定增益為 20.8dB 的低噪聲放大器

SDR平臺AD9361的噪聲系數為 2.0dB ，根據兩級系統噪聲系數計算公式可得系統噪聲系數的理論值為 ，如式（1），其中 NF₁ 和 NF₂ 分別是第一級和第二級模塊的噪聲系數， G₁ 是第一級模塊的增益。

接收端口使用SDR芯片內置的巴倫電路，實現單端口轉差分輸入模式，如圖2所示。

2.2 信號輸入通道配置

輻射計信號輸入通道如圖3所示，除了LNA1具有固定增益和工作參數，其他器件的參數如混頻器本振、濾波器帶寬、數字濾波采樣率和抽頭數等均可編程。本振來源于射頻鎖相環分頻，由ad9361_set_rx_lo_freq函數配置，寄存器地址為Ox005[D3：D0]。配置濾波器的部分寄存器地址如表3所示。框圖中帶有斜向上箭頭的代表該器件的增益也支持配置。

由于輻射計需要定量測量目標在指定頻段上的輻射能量并轉化為亮溫輸出。為了區分不同目標，需手動控制增益使得系統增益保持恒定。構建的增益索引表有利于快速完成配置，每個Index值都指向表中一行，每行包含接收通道中各個器件的增益值，總增益范圍在 19.8～93.8dB 之間，增益索引表部分展示如圖4所示。

2.3 射頻前端主控

輻射計射頻前端涉及多器件的單系統集成及實時化配置。在軟件層搭建主控模塊可以有效的解決硬件層的配置和資源調度問題。

如圖5所示，射頻前端主控由初始化（INIT）模塊、配置（CONFIG）模塊、調試（DEBUG）模塊和跳頻鎖定（FASTLOCK）模塊組成。初始化模塊在設備啟動時對可編程器件進行初始工作狀態設置。配置模塊允許在設備處于工作狀態時配置可編程器件的參數及切換狀態而無需重啟。調試模塊用以輔助進行調試。跳頻鎖定模塊用于切換頻率時快速鎖定到新頻率。

該文側重介紹初始化模塊和配置模塊。對于初始化模塊，由于射頻前端的核心是一款可編程射頻芯片，每次上電啟動都要進行初始化配置，需要向各器件如濾波器、鎖相環、混頻器等對應的超過1000個寄存器地址寫入數據。

對于配置模塊，主要考慮波段、增益、帶寬等系統參數的實時配置。單一系統參數的變更往往需要調整多個器件，如系統增益，需要同時調整混頻器，濾波器，低噪聲放大器等器件的增益。本設計對于每個系統參數，都將其背后的復雜執行邏輯封裝成一個虛擬端口，只需配置一個參數而無需了解其所涉及的多個器件是如何工作的。這避免了更改或重編譯代碼，用戶不用對軟硬件有任何了解即可通過圖6的虛擬端口實時配置輻射計，圖中mgc1_value為系統總增益值、tx_io_freq為發射頻點、rx_io_freq為接收頻點。向虛擬端口鍵入新值時，會觸發事件監控并執行相應的配置流程。

由于主控模塊均需通過唯一的四線SPI接口來配置射頻前端。為使其分時訪問該接口，使用Avalon總線協議封裝，通過多路選擇器輪流競爭接口訪問權限。該方案有利于各個主控的功能相互切割、通信隔離，提升代碼可讀性，易于維護和升級。

2.4 數字輸出模塊

數字濾波器采樣完成后，通過并行數據端口P0和P1輸出兩路位寬12bit的I/Q信號。數據端口采用適合高速傳輸、功耗低、抗噪聲的LVDS模式。

射頻前端輸出即數字處理后端輸入使用AXI總線協議封裝，如圖7所示。CLK為時鐘，頻率與數字采樣率一致，DATA為24bit數據（I路、Q路各12bit）、VALID電平拉高時輸出有效，LAST電平拉高是表示最后一個數據輸出、READY表示已準備好接收數據。

3數字處理后端設計

3.1 信號處理流程

數字信號處理流程如圖8所示，主要有兩個功能，FFT頻譜處理和功率譜計算與積分。

FFT頻譜處理：對正交解調后的微波輻射信號作實時1024點復數FFT運算。使用Xilinx提供的FFTIP核，采用串行流水線模式，以確保在處理連續的數據流時不丟失數據。考慮到官方IP核被加密，在3.2中設計并實現了一款自研FFT。

功率譜計算與積分：對FFT計算后得到的頻譜數據作功率譜計算和積分。為了提升數字處理后端的可編程性，功率譜積分時間可在 500～1000ms 內動態調整，同樣通過虛擬端口配置。

3.2 自研FFT模塊

由于Xilinx提供的FFTIP核未開源，該文自主設計了一個1024點基4FFT模塊，其端口如表4所示。

FFT為串行輸入/輸出，采用按時間抽取的基4FFT算法，數據位為64bit復數，旋轉因子小數位為 10bit 。封裝后如圖9所示。

圖10為FFT模塊的實現架構，FFT模塊主要由狀態機主控模塊和受其調度的三個子模塊構成，分別是運算模塊、存儲模塊和尋址模塊。

運算模塊，由256個4路復數輸入/輸出的基4蝶形運算單元構成。為兼顧速率與硬件資源，運算流程采取三級流水線模式。按式（②）對復數乘法進行優化， 和 C+jD 表示任意復數，可減少一次實數乘法，只需3次實數乘法和5次實數加法。乘法器使用基4Booth編碼設計，編碼規則如表5，可將乘法累積的部分和數量減少一半，每個部分積均可通過對乘法取補碼或移位計算。

存儲模塊，包含輸入/輸出緩沖，運算存儲器及旋轉因子 ROM 。當1024個數據全部進入輸入緩沖后，在兩組運算存儲器之間進行乒乓運算。考慮到并行性，每組運算存儲器由4塊位寬64bit，深度為256的BRAM組成

尋址模塊，由于每輪FFT運算的規則都是固定的，該子模塊可根據狀態機當前狀態，檢索并排序所需數據的內存地址，提供給運算子模塊進行運算。

狀態機主控模塊負責全局控制，包括控制輸入/輸出使能、讀取旋轉因子、協調子模塊工作狀態如在乒乓運算時，兩個運算存儲器之間的讀寫使能跳轉等。

綜上，該FFT模塊的輸人和輸出均為1024個時鐘，運算時間為1327時鐘。使用基4Booth編碼乘法器，只消耗LUTs，不占用DSP資源。其資源消耗與同模式、同性能的官方IP核相當，如表6和表7所示。值得注意的是，該FFT參考流水線模式設計，運算階段依然可以接收數據，輸出階段也可以進行下一輪數據運算，因此效率為 1024/1327≈ 0.772，較為可觀。

3.3 功率譜計算及積分

FFT模塊的輸入有效位為24bit（實部 12bit. 虛部12bit），輸出有效位為48bit（實部24bit、虛部24bit） 。實部及虛部的平方和為對應子帶的功率值（49bit） 。對1024個子帶的功率值累次積分即得到在該時間段內的功率譜積分值。

上位機通信使用通用異步收發器（UART），速率為 115200Hz ，因此需限制積分次數和積分值位寬。以L波段為例，通道帶寬為 27MHz ，數字信號處理速率為 60MHz ，積分范圍在 30000～60000 次，對應積分時間在 500～1000ms ，以16bit表示，最終積分值右移25bit，為40bit正整數，數據流見圖11。

4系統測試

4.1單一信號

對輻射計系統做單一信號閉環測試，本振頻率為 1.4135GHz ，發送信號為I/Q兩路正弦信號，頻率為 120kHz ，相位相差 90^° ，理論波形如圖12（a）所示。數字采樣率為 30.72MHz ，實際波形如圖12（b）所示。

對接收信號做1024點FFT，采樣率為30.72MHz，結果如圖13所示。在快速傅里葉變換（FFT）后，I/Q信號峰值功率出現的頻率為 120kHz ，與理論值吻合。

由上述測試可驗證該輻射計系統對單一信號的接收和處理能力。

4.2 寬帶信號

以L波段為例，對輻射計系統做寬帶信號閉環測試。發送信號為I/Q調制的寬帶信號，帶寬為27MHz，中心頻率為 1.4135GHz ，輸出衰減為 60dB O

使用虛擬端口配置本振頻率為 1.4135GHz ，增益為 50dB ，數字濾波器采樣率為 60MHz 。濾波器鏈路的幅度響應曲線的平坦度小于0.1dB，如圖14所示。

對發送信號理論值做1024點FFT后得到的理論結果如圖15（a）所示，對接收信號實際值進行FFT和功率譜積分后得到的實測結果如圖15（b）所示，其中FFT采樣率為 60MHz 。

對理論結果和實測結果進行相關性計算，如圖16所示，可見在閉環測試中，實測信號和理論信號相關性達到了 0.9906 0

由上述測試可驗證該輻射計系統處理寬帶信號的性能較為優秀。

4.3冷熱源測試及靈敏度分析

4.1和4.2的實驗說明該輻射計對通信信號具有良好的接收能力，但不足以說明其具備接收和處理寬頻帶微弱噪聲信號的能力。因此還需要連接冷源和熱源進行噪聲測試。

以L波段為例，配置輻射計的本振頻率為1.4135GHz 。多級濾波器參數同寬帶測試中使用的一致，數字濾波器采樣率為 60MHz ，鏈路總增益為55dB ，功率譜積分時間為 700ms 。將輻射計與熱源 （T_hot=293K） 連接，相對功率譜如圖17（a），將輻射計與冷源 （T_cold=80K） 連接，相對功率譜如圖17（b）。帶寬內相對功率值即為第282至742點子帶相對功率的累積。

Y因子法是一種常用的測量噪聲系數的方法，在該文中，將Y因子定義為相對功率之比，如式（3）所示。其中 Count_hot 為熱源的相對功率， Count_cold 為冷源的相對功率。

系統噪聲溫度 T_sys 可由 Y 因子計算，如式（4）所示。其中 T_hot 和 T_cold 分別表示了熱源與冷源的溫度，測試條件下為 293K 和 80K 。

系統噪聲系數的計算公式如下。

剔除相對功率值異常的子帶，根據輻射計兩點定標原理，可得一次項系數 Δ_a ，如式（6。其中分子為熱源與冷源在信道帶寬內的相對功率值之差。

根據標準差分析法可以求出輻射計溫度靈敏度 NEDT_C 的實測值，如式（8）。其中 STD（Count_hot） 為熱源的相對功率值的標準差，AVR（a）為一次項系數 a 的平均值。

以10s為周期分別對熱源和冷源進行觀測，系統噪聲溫度為 148K ，噪聲系數為 1.79dB ，溫度靈敏度的實測值為 0.13K 。

溫度靈敏度的理論值NEDT_T可通過理論方程推導得出，如式（8），其中 τ 為單個功率譜的積分時間， ΔG/G 為輻射計的增益波動。經計算，溫度靈敏度的理論值為 0.05K 。

由此可見，系統靈敏度的實測值偏離理論值兩倍左右，理論值計算沒有考慮放大器增益波動，實驗結果總體符合預期。

由于微波輻射計測量的是微波熱輻射噪聲信號，目前沒有絕對定標基準用來標定，也沒有標準測試設備可以進行比對。因此上述測試足以驗證本文研制的軟件定義輻射計所采用的技術方案可行，性能優秀。

4.4方案對比

為說明本設計輻射計相關性能指標的先進性和適用性，將其與傳統輻射計SMAP以及歐空局的軟件定義輻射計FMPL-2作橫向對比，如表8所示。

相較于超外差架構的SMAP星載輻射計，本文軟件定義輻射計采用零中頻架構，基于軟件定義無線電平臺開發，射頻前端及數字處理后端均可編程，適用于不同任務場景，系統集成度高、功耗低、體積小。圖18（a）和（b）分別為SMAP輻射計與本文研制的軟件定義輻射計的實物圖對比，本文輻射計尺寸僅為 15cm×7.5cm×1 cm，功耗低至 5.05W 。同時，商用芯片使得生產該型輻射計的成本大幅降低，周期大幅縮短。

本文輻射計與歐空局的軟件定義輻射計FMPL-2雖然同樣基于軟件定義無線電技術開發，但FMPL-2并未實現輻射計的動態可編程，也沒有給出相應的技術方案。本文充分挖掘了軟件定義無線電技術在輻射計上應用的潛力，給出了實現輻射計射頻前端及數字處理后端可編程的完整技術路線和方案，并引人了超過1000個通道的頻譜分析功能。其可編程性、頻譜處理能力、靈敏度、噪聲系數等方面均優于FMPL-2。

5 結束語

本文基于軟件定義無線電技術設計并實現了一個射頻前端和數字處理后端均可編程的數字化輻射計。對該技術在微波輻射計領域的應用在國內處于領先地位。率先將針對傳統通信領域的軟件定義無線電技術引入到輻射噪聲信號處理的研究中，證明了該技術對微波輻射信號依然具有良好的適用性。

該軟件定義輻射計的頻段、帶寬、增益、濾波器功率譜積分時間等均可軟件配置。相對于傳統微波輻射計，靈敏度及噪聲系數有一定的不足，但具有可編程、功耗低、集成度高等突出優勢，適用于小型搭載平臺如無人機[10]和立方星。

在實驗室環境下測得噪聲系數 1.79dB ，熱靈敏度 0.13K ，動態增益范圍 19.8～93.8dB ，工作頻段70MHz～6GHz ，濾波帶寬 200kHz～56MHz， 積分時間 500～1000ms 。

同時，開發了一套效率高、資源占用低的1024點FFT，提高了抗射頻干擾能力，達成在L波段輻射計中引入多通道子帶劃分的突破。由于軟件無線電平臺具備接收和發射兩種功能，所以在很多主被動聯合觀測的需求下，不僅可以軟件定制輻射計，還可以軟件定制GNSS。例如，海鹽和海冰的探測需要L波段的微波輻射計和GNSS發射機進行主被動聯合測試[11-12]。歐空局就是采用軟件無線電平臺實現了立方星并取得了較好的有效數據，充分驗證了該方案的有效性[13]。

參考文獻

[1] BRADLEY D， BRAMBORA C， FEIZI A， et al. Preliminary resultsfrom the soil moisture active/passive（SMAP） radiometer digital electronics engineering test unit （ETU）[A]. 2012 IEEE International Geoscience and Remote Sensing Symposium[C]. Tokyo：IEEE Press，2012： 1077-1080.

[2]宋學儒，崔新東，翟宇梅，等.面向海表鹽度和溫度遙感的微 波輻射計研究綜述[J].航天器工程，2021，30（1）：108-114. SONG XR， CUI XD， ZHAI Y M， et al. Remote sensing of sea surfacesalinityand semperaturewithmicrowaveradiometers research review[J].Spacecraft Engineering，2021，30（1）：108- 114.

[3]牛立杰，劉浩，武林，等.面向星載海洋鹽度探測應用的L波 段綜合孔徑輻射計原理樣機研制與試驗研究[J].電子與信 息學報，2017，39（8）：1841-1847. NIULJ，LIUH，WUL，etal..Developmentandexperimental study on L-band synthetic apertureradiometer prototype for ocean salinity measurement[J].Journal of Electronicsamp; Information Technology，2017，39（8）：1841-1847.

[4]吳國翔.基于軟件無線電的便攜式收發硬件平臺的研究與 實現[D].蘭州：蘭州交通大學，2016. WUG X.Study and realization of software defined radio portable hardware platform[D]. Lanzhou： Lanzhou Jiaotong University， 2016.

[5]MUNOZ-MARTIN JF， CAPONL F，RUIZ-DE-AZUA JA， etal.The Flexible Microwave Payload-2：A SDR-Based GNSS-ReflectometerandL-Band Radiometer for CubeSats[J]. IEEE Journal of Selected Topics in Applied Earth ObservationsandRemoteSensing，2020，13：1298-1311.

[6]占力，劉怡，曾晶等.公路環境多節點自組網無線數據傳輸 系統[J].中國測試，2022，48（S1）：185-188. ZHANL，LIU Y，ZENGJ， et al.Multi-node Adhoc network ofwirelessdatatransmission systeminhighway environment[J].China Measurement amp; Test， 2022，48（S1）： 185-188.

[7]盧海梁，李青俠，李炎，等.基于 SMOS衛星數據的中國地 區L波段射頻干擾研究[J].微波學報，2016，32（1）：86-91. LUH L，LI Q X，LIY，et al.A studyofL-bandradio frequency interferenceovercChinabased on SMOS data[J]. Journal ofMicrowaves，2016，32（1）： 86-91.

[8]胡進峰，李萬閣，艾慧，等.基于頻域干擾剔除的OTHR射頻 干擾抑制算法[J].系統工程與電子技術，2016，38（5）：1046- 1051. HUJF，LI W G，AI H， et al. Radio frequency interference suppression algorithm based on interference elimination of frequency domain in OTHR[J].Systems Engineeringand Electronics，2016， 38（5）： 1046-1051.

[9]羅陽錦，張升偉，陸浩.高光譜微波輻射計寬帶高速數字系 統設計[J].電子學報，2021，49（2）：380-386. LUOYJ，ZHANGSW，LU H.The system design of wide frequency band and high speed digital system ofhyperspectral microwave radiometer[J]. Acta Electronica Sinica， 2021，49（2）：380-386.

[10]田文忠，趙慶展，胡浩偉，等.無人機高光譜載荷性能交叉驗 證[J].中國測試，2019，45（11）：131-137. TIAN WZ，ZHAOQZ，HUHW，etal.Cross-validationof performance about UAV hyperspectral load[J].China Measurement amp; Test， 2019， 45（11）： 131-137.

[11]FORE A G，YUEHS H，TANG W，et al.Combined Active/Passive Retrievals of Ocean Vector Wind and Sea Surface Salinity With SMAP[J].IEEE Transactionson Geoscience and Remote Sensing，2016， 54（12）： 7396-7404.

[12]LLAVERIAD，MUNOZ-MARTINJF，HERBERTC， etal. SeaIce Concentrationand Sea Ice Extent Mappingwith the Fsscat Mission：A Neural Network Approach[A].Brussels： IEEE，2021 IEEE International Geoscience and Remote Sensing Symposium IGARSS，2021.7823-7826.

[13] CAMPS A，MUNOZ-MARTINJF，RUIZ-DE-AZUAJA， et al.FSSCat Mission Description and First Scientific Results of theFMPL-2Onboard3CAT-5/A[A].2021IEEEInternational Geoscience and Remote Sensing Symposium IGARSS[C]. Brussels：IEEE，2021.1291-1294.

（編輯：徐柳）