孫寒濤，李世偉，韓 軍，楊作成

(1.中國人民解放軍92493部隊，遼寧 葫蘆島125000；2.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

軍事遠距離無線通信系統中，高功率放大器(High-Power Amplifier，HPA)是發信鏈路的重要組成部分，它可以將發射頻率上的低電平信號放大成滿足遠距離通信要求的大功率信號。隨著具有大容量和高速度優點的數字通信技術需求日益增加，高階調制技術應用廣泛，常發生大功率輸出和功放線性之間的矛盾，高功放的非線性特性嚴重影響通信質量，為了滿足現代通信要求，必須解決線性功放問題。

從20世紀五六十年代開始，針對功放線性化的研究從沒有停止，目前應用較多的有功率回退法、負反饋法、前饋法、非線性器件LINC法及預失真法等。其中功率回退法應用最多，它通過降低輸入功率讓功放遠離飽和區來改善線性度，是一種犧牲效率換取線性的方式，實現簡單、成本低廉；前饋法對非線性失真的改善效果非常好，但是需要2套功放設備，對信號延時精度也有很高的要求，實現難度大，成本很高；預失真技術根據數字和模擬工作方式，分為數字預失真和模擬預失真，模擬預失真采用模擬電路搭建，改變輸入信號的幅度和相位，結構復雜度低，適用于高頻段，但是應用固定，難以調節；數字預失真(Digital Pre-distortion，DPD)是利用數字信號處理技術，通過軟硬件結合的方式，在信號基帶工作，具有可處理帶寬大、可控性高、應用靈活的優勢，是目前線性化技術研究的熱點[1-8]。

本文在業界新型高集成度射頻收發平臺AD9375上搭建了一個基于數字預失真技術的線性功放系統，并在高達400 W的基于氮化鎵(GaN)工藝的功率放大器上進行了雙音信號測試和LTE(Long Term Evolution)波形單載波、雙載波信號測試，結果顯示10 MHz雙音波形下在功率放大器輸出功率回退3 dB后，功率放大器輸出IMD3改善了20 dB，達到了53.9 dBc，滿足LTE系統使用要求。

1 數字預失真技術

1.1 預失真原理

數字預失真的基本原理是在功放前插入一個預失真模塊，這個模塊可以把信源輸入信號處理成與功放輸入輸出特性相反，預處理后的信號進入功放后與非線性疊加，從而實現補償非線性的效果，使信號輸入輸出在整體上呈線性關系，其原理如圖1所示。

圖1 預失真技術原理Fig.1 Principle of pre-distortion technology

1.2 數字預失真的關鍵點

數字預失真技術示意如圖2所示。基帶信號首先經過數字預失真器，再經過數模轉換和濾波進入功放進行放大，功放輸出耦合出一部分信號經濾波和模數轉換送至預失真參數提取模塊，在預失真參數提取模塊中實現功放非線性行為建模、求逆運算或者預失真參數推導與計算等，得到的預失真信號與原始信號在數字預失真器中疊加即可實現預失真處理。

圖2 數字預失真技術示意Fig.2 Schematic diagram ofdigital pre-distortion technology

數字預失真技術的關鍵點主要有3個。一是功放的行為建模，它是用一定的數學拓撲結構和數學參數來表征功放的各種內在特性，模型精確與否對數字預失真效果有很大的影響，目前記憶多項式模型應用最多。

二是自適應訓練算法，是快速準確計算預失真權系數的工具，對預失真收斂速度有很大影響。

三是預失真權系數的學習結構，主要包括直接型和間接型學習結構。間接學習結構是一個開環系統，使硬件處理的速度大大加快，相比于直接學習結構有更好的魯棒性。系數估計與預失真器模塊均有一個功放建模過程，預失真器輸出信號與系數估計輸出信號對比產生代價函數e(n)，經最優化算法迭代計算后實現收斂。并將計算得到的預失真權系數復制到預失真器，校正輸入信號。間接學習結構框圖如圖3所示。

圖3 間接學習結構框圖Fig.3 Indirect learning structure

1.3 衡量功放線性的指標

衡量功放線性的指標主要有三階互調和鄰信道功率泄漏比(Adjacent Channel Leakage Ratio，ACLR)等。

互調失真是當功率放大器同時輸入2種或2種以上的頻率時，由于放大器自身輸入輸出特性，輸出信號會伴生輸入信號頻率以及諧波之間的合頻與差頻信號。互調干擾信號有三階、五階、七階或者更多階的分量，其中三階互調分量最大，距離真實信號非常近，難以通過濾波方式濾除，因此在互調失真中重點關注三階互調。

ACLR用來度量相鄰頻率信道中的干擾或者功率泄露，定義為相鄰信道的平均功率和發射頻率信道的平均功率之比，可以描述寬帶信號經功放后產生非線性失真引起的信號帶外頻譜失真特性，反映在頻譜圖中就是兩側的“肩膀”。

本文后續對高功放做預失真測試時，對雙音輸入信號用三階互調值評判功放的線性度，對LTE波形信號輸入用ACLR指標來判斷功放線性度。

2 預失真仿真

2.1 預失真系統仿真

在對高功率放大器的數字預失真方案進行實物測試之前，使用Matlab中的Simulink工具對DPD線性功放方案做了簡要仿真設計。

結合前文中數字預失真技術的3個關鍵點，采用DPD間接學習結構，實現簡單且效果穩定。功放行為建模使用帶交叉記憶項的多項式模型，記憶深度M=5，非線性階數P=5，該模型進一步增強了記憶效應帶來的非線性影響，更加逼近真實情況中的功放特性。參數訓練采用了遞歸誤差預測 (Recursive Prediction Error Method，RPEM)算法，具有穩態誤差小和收斂速度快的優點。工作頻段設為2.4 GHz，中頻50 MHz，輸入16QAM信號，運行仿真分析對比輸出頻譜圖。Simulink搭建的數字預失真系統如圖4所示[13]。

圖4 Simulink仿真數字預失真系統Fig.4 Simulink simulation of digital pre-distortion system

2.2 16QAM信號仿真結果

16QAM輸入信號下開啟DPD前后的功放仿真輸出頻譜圖對比如圖5所示。

由圖5可以看出，輸出信號頻譜在加入預失真之后，鄰信道“肩膀”下落，功放相鄰信道頻譜泄露減少，對鄰信道的干擾減少，功放的非線性得到了改善，開啟DPD前后ACLR降低約10 dB。

從Matlab仿真可以看出，DPD對于功放線性度改善非常明顯，下面進一步應用這種方案對實物高功放應用DPD技術進行測試。

圖5 16QAM信號DPD仿真輸出頻譜圖Fig.5 16QAM signal DPD simulation output spectrum

3 DPD高功放測試

DPD高功放測試在高集成度射頻收發平臺AD9375上實現，數字基帶信號由計算機端產生通過LAN口傳輸到ZC706開發板，由開發板和AD9375進行數據交換。

芯片射頻輸出端首先經過驅動級功放放大至高功放所需輸入信號強度，高功放輸出端通過功分器反饋回部分信號送至AD9375和開發板進行數字預失真處理。數字預失真技術示意如圖6所示。

圖6 數字預失真技術示意Fig.6 Schematic diagram of digital pre-distortion technology

測試對象是某頻段400 W功放管芯氮化鎵材質的高功率放大器，測試其在不同功率回退點時的線性指標，主要有：① 間隔為1 MHz與10 MHz的雙音信號輸入，測試引入數字預失真模塊前后的三階互調值；② LTE波形下單載波帶寬20 MHz和雙載波帶寬為2×10 MHz信號輸入，并在信號基帶結合削峰處理，使目標峰均比為5 dB左右，測試引入數字預失真模塊前后的ACLR指標。

將功放調整至飽和工作狀態，記錄頻譜儀在預失真前后的波形，當功放輸出功率為400 W時，即使開啟DPD也達不到降低非線性的效果，功放過于非線性使DPD算法很難收斂，需要結合功率回退，即降低功放輸入功率，使其工作范圍遠離飽和區，測試時調節發射鏈路衰減值來實現回退，觀察DPD對高功放的改善效果。

3.1 雙音信號測試

測試輸出功率為400 W時，功放處于飽和狀態，不開啟DPD此時三階互調值為15.06 dBc。在輸入信號間隔1 MHz和間隔10 MHz的雙音信號的情況下，開啟DPD后，三階互調值幾乎不變，DPD對飽和功放沒有作用。對雙音信號輸入時的完整測試結果如表1和表2所示。

表1 1 MHz間隔IMD3測試結果Tab.1 IMD3 (1 MHz interval)

由表1可以看出，在功放回退1.61 dB時，1 MHz間隔雙音信號IMD3為26.70 dBc，此時開啟DPD后狀態穩定，IMD3為54.99 dBc，三階交調改善值為28.29 dB，效果非常顯著。當輸出功率繼續回退3 dB以上時，DPD仍能將IMD3改善至50 dBc以上。

由表2可以看出，在功放回退1.28 dB，10 MHz間隔雙音信號IMD3為20.98 dBc，開啟DPD后恰好能起到穩定收斂的效果，此時IMD3為52.85 dBc，三階互調改善值達到31.87 dB，DPD作用明顯。同樣，當輸出功率繼續回退3 dB以上時，DPD可以穩定將IMD3指標改善至50 dBc以上。

由上述分析可以得出，應用數字預失真后高功放在雙音信號輸入下可以得到很好地線性度提升，結合功率回退可以保證在300 W左右輸出功率，即回退1.5 dB時三階互調達到50 dBc，實測效果優秀。

3.2 LTE波形信號測試

當輸出功率為400 W時，由于此時功放處于飽和狀態，工作區過于非線性，而且輸入信號是一個LTE波形的寬譜信號，所以即使開啟DPD也不能在400 W輸出的情況下穩定工作，因此需要在基帶信號上做削峰處理同時結合功率回退使DPD穩定工作。下面分別測試輸入信號為LTE單載波、雙載波波形下的ACLR指標，測試結果如表3和表4所示。

表3 LTE單載波ACLR測試結果Tab.3 LTE single carrier ACLR

表4 LTE雙載波ACLR測試結果Tab.4 LTE 2-carrier ACLR

由表3和表4可以看出，LTE波形輸入下，不論單載波還是雙載波，在功放輸出功率高于250 W左右時DPD對非線性改善沒有作用，甚至會起反作用，當輸出功率回退2.6 dB時，DPD對功放線性度改善才開始顯現，功率繼續回退3 dB以上，ACLR指標可以穩定改善到44～46 dBc，改善后的指標能很好地滿足實際工程應用中高階調制的要求，同時從表中可以看出載波個數對DPD給功放非線性校正帶來的影響非常小，可以在多載波調制技術中得到應用。

在LTE雙載波情況下，數字預失真前后ACPR實測頻譜如圖7所示。

圖7 LTE雙載波ACPR圖(功放回退4.41 dB)Fig.7 LTE 2-carrier ACPR(back-off 4.41 dB)

測試對象高功放的管芯材料為氮化鎵，基于氮化鎵的固態功放具有高效率、高熱導率的優點，是固態功放在高功率應用領域的主流發展方向，但是氮化鎵的線性度較差，為了應用高階調制技術，線性功放技術勢在必行，本文實驗DPD對氮化鎵高功放線性指標的改善對于實際工程應用有一定參考價值。

4 結束語

根據數字預失真的原理與關鍵技術，在Simulink中仿真了數字預失真的方案，并基于新型射頻收發芯片AD9375搭建了完整的線性功放平臺，對400 W氮化鎵材料高功率放大器進行了實物測試，分析對比了DPD對高功放三階互調和ACLR指標的改善效果，在應用數字預失真后僅需少量功率回退即可滿足工程中對功放的線性度要求。氮化鎵固態功放發展十分迅速，本文對高功率放大器工程中的應用具有實際意義。