數(shù)字預(yù)失真在高功率放大器中的應(yīng)用

孫寒濤，李世偉，韓 軍，楊作成

(1.中國人民解放軍92493部隊(duì)，遼寧 葫蘆島125000；2.中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

軍事遠(yuǎn)距離無線通信系統(tǒng)中，高功率放大器(High-Power Amplifier，HPA)是發(fā)信鏈路的重要組成部分，它可以將發(fā)射頻率上的低電平信號(hào)放大成滿足遠(yuǎn)距離通信要求的大功率信號(hào)。隨著具有大容量和高速度優(yōu)點(diǎn)的數(shù)字通信技術(shù)需求日益增加，高階調(diào)制技術(shù)應(yīng)用廣泛，常發(fā)生大功率輸出和功放線性之間的矛盾，高功放的非線性特性嚴(yán)重影響通信質(zhì)量，為了滿足現(xiàn)代通信要求，必須解決線性功放問題。

從20世紀(jì)五六十年代開始，針對(duì)功放線性化的研究從沒有停止，目前應(yīng)用較多的有功率回退法、負(fù)反饋法、前饋法、非線性器件LINC法及預(yù)失真法等。其中功率回退法應(yīng)用最多，它通過降低輸入功率讓功放遠(yuǎn)離飽和區(qū)來改善線性度，是一種犧牲效率換取線性的方式，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、成本低廉；前饋法對(duì)非線性失真的改善效果非常好，但是需要2套功放設(shè)備，對(duì)信號(hào)延時(shí)精度也有很高的要求，實(shí)現(xiàn)難度大，成本很高；預(yù)失真技術(shù)根據(jù)數(shù)字和模擬工作方式，分為數(shù)字預(yù)失真和模擬預(yù)失真，模擬預(yù)失真采用模擬電路搭建，改變輸入信號(hào)的幅度和相位，結(jié)構(gòu)復(fù)雜度低，適用于高頻段，但是應(yīng)用固定，難以調(diào)節(jié)；數(shù)字預(yù)失真(Digital Pre-distortion，DPD)是利用數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)，通過軟硬件結(jié)合的方式，在信號(hào)基帶工作，具有可處理帶寬大、可控性高、應(yīng)用靈活的優(yōu)勢(shì)，是目前線性化技術(shù)研究的熱點(diǎn)[1-8]。

本文在業(yè)界新型高集成度射頻收發(fā)平臺(tái)AD9375上搭建了一個(gè)基于數(shù)字預(yù)失真技術(shù)的線性功放系統(tǒng)，并在高達(dá)400 W的基于氮化鎵(GaN)工藝的功率放大器上進(jìn)行了雙音信號(hào)測(cè)試和LTE(Long Term Evolution)波形單載波、雙載波信號(hào)測(cè)試，結(jié)果顯示10 MHz雙音波形下在功率放大器輸出功率回退3 dB后，功率放大器輸出IMD3改善了20 dB，達(dá)到了53.9 dBc，滿足LTE系統(tǒng)使用要求。

1 數(shù)字預(yù)失真技術(shù)

1.1 預(yù)失真原理

數(shù)字預(yù)失真的基本原理是在功放前插入一個(gè)預(yù)失真模塊，這個(gè)模塊可以把信源輸入信號(hào)處理成與功放輸入輸出特性相反，預(yù)處理后的信號(hào)進(jìn)入功放后與非線性疊加，從而實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償非線性的效果，使信號(hào)輸入輸出在整體上呈線性關(guān)系，其原理如圖1所示。

圖1 預(yù)失真技術(shù)原理Fig.1 Principle of pre-distortion technology

1.2 數(shù)字預(yù)失真的關(guān)鍵點(diǎn)

數(shù)字預(yù)失真技術(shù)示意如圖2所示。基帶信號(hào)首先經(jīng)過數(shù)字預(yù)失真器，再經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換和濾波進(jìn)入功放進(jìn)行放大，功放輸出耦合出一部分信號(hào)經(jīng)濾波和模數(shù)轉(zhuǎn)換送至預(yù)失真參數(shù)提取模塊，在預(yù)失真參數(shù)提取模塊中實(shí)現(xiàn)功放非線性行為建模、求逆運(yùn)算或者預(yù)失真參數(shù)推導(dǎo)與計(jì)算等，得到的預(yù)失真信號(hào)與原始信號(hào)在數(shù)字預(yù)失真器中疊加即可實(shí)現(xiàn)預(yù)失真處理。

圖2 數(shù)字預(yù)失真技術(shù)示意Fig.2 Schematic diagram ofdigital pre-distortion technology

數(shù)字預(yù)失真技術(shù)的關(guān)鍵點(diǎn)主要有3個(gè)。一是功放的行為建模，它是用一定的數(shù)學(xué)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和數(shù)學(xué)參數(shù)來表征功放的各種內(nèi)在特性，模型精確與否對(duì)數(shù)字預(yù)失真效果有很大的影響，目前記憶多項(xiàng)式模型應(yīng)用最多。

二是自適應(yīng)訓(xùn)練算法，是快速準(zhǔn)確計(jì)算預(yù)失真權(quán)系數(shù)的工具，對(duì)預(yù)失真收斂速度有很大影響。

三是預(yù)失真權(quán)系數(shù)的學(xué)習(xí)結(jié)構(gòu)，主要包括直接型和間接型學(xué)習(xí)結(jié)構(gòu)。間接學(xué)習(xí)結(jié)構(gòu)是一個(gè)開環(huán)系統(tǒng)，使硬件處理的速度大大加快，相比于直接學(xué)習(xí)結(jié)構(gòu)有更好的魯棒性。系數(shù)估計(jì)與預(yù)失真器模塊均有一個(gè)功放建模過程，預(yù)失真器輸出信號(hào)與系數(shù)估計(jì)輸出信號(hào)對(duì)比產(chǎn)生代價(jià)函數(shù)e(n)，經(jīng)最優(yōu)化算法迭代計(jì)算后實(shí)現(xiàn)收斂。并將計(jì)算得到的預(yù)失真權(quán)系數(shù)復(fù)制到預(yù)失真器，校正輸入信號(hào)。間接學(xué)習(xí)結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。

圖3 間接學(xué)習(xí)結(jié)構(gòu)框圖Fig.3 Indirect learning structure

1.3 衡量功放線性的指標(biāo)

衡量功放線性的指標(biāo)主要有三階互調(diào)和鄰信道功率泄漏比(Adjacent Channel Leakage Ratio，ACLR)等。

互調(diào)失真是當(dāng)功率放大器同時(shí)輸入2種或2種以上的頻率時(shí)，由于放大器自身輸入輸出特性，輸出信號(hào)會(huì)伴生輸入信號(hào)頻率以及諧波之間的合頻與差頻信號(hào)。互調(diào)干擾信號(hào)有三階、五階、七階或者更多階的分量，其中三階互調(diào)分量最大，距離真實(shí)信號(hào)非常近，難以通過濾波方式濾除，因此在互調(diào)失真中重點(diǎn)關(guān)注三階互調(diào)。

ACLR用來度量相鄰頻率信道中的干擾或者功率泄露，定義為相鄰信道的平均功率和發(fā)射頻率信道的平均功率之比，可以描述寬帶信號(hào)經(jīng)功放后產(chǎn)生非線性失真引起的信號(hào)帶外頻譜失真特性，反映在頻譜圖中就是兩側(cè)的“肩膀”。

本文后續(xù)對(duì)高功放做預(yù)失真測(cè)試時(shí)，對(duì)雙音輸入信號(hào)用三階互調(diào)值評(píng)判功放的線性度，對(duì)LTE波形信號(hào)輸入用ACLR指標(biāo)來判斷功放線性度。

2 預(yù)失真仿真

2.1 預(yù)失真系統(tǒng)仿真

在對(duì)高功率放大器的數(shù)字預(yù)失真方案進(jìn)行實(shí)物測(cè)試之前，使用Matlab中的Simulink工具對(duì)DPD線性功放方案做了簡(jiǎn)要仿真設(shè)計(jì)。

結(jié)合前文中數(shù)字預(yù)失真技術(shù)的3個(gè)關(guān)鍵點(diǎn)，采用DPD間接學(xué)習(xí)結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單且效果穩(wěn)定。功放行為建模使用帶交叉記憶項(xiàng)的多項(xiàng)式模型，記憶深度M=5，非線性階數(shù)P=5，該模型進(jìn)一步增強(qiáng)了記憶效應(yīng)帶來的非線性影響，更加逼近真實(shí)情況中的功放特性。參數(shù)訓(xùn)練采用了遞歸誤差預(yù)測(cè) (Recursive Prediction Error Method，RPEM)算法，具有穩(wěn)態(tài)誤差小和收斂速度快的優(yōu)點(diǎn)。工作頻段設(shè)為2.4 GHz，中頻50 MHz，輸入16QAM信號(hào)，運(yùn)行仿真分析對(duì)比輸出頻譜圖。Simulink搭建的數(shù)字預(yù)失真系統(tǒng)如圖4所示[13]。

圖4 Simulink仿真數(shù)字預(yù)失真系統(tǒng)Fig.4 Simulink simulation of digital pre-distortion system

2.2 16QAM信號(hào)仿真結(jié)果

16QAM輸入信號(hào)下開啟DPD前后的功放仿真輸出頻譜圖對(duì)比如圖5所示。

由圖5可以看出，輸出信號(hào)頻譜在加入預(yù)失真之后，鄰信道“肩膀”下落，功放相鄰信道頻譜泄露減少，對(duì)鄰信道的干擾減少，功放的非線性得到了改善，開啟DPD前后ACLR降低約10 dB。

從Matlab仿真可以看出，DPD對(duì)于功放線性度改善非常明顯，下面進(jìn)一步應(yīng)用這種方案對(duì)實(shí)物高功放應(yīng)用DPD技術(shù)進(jìn)行測(cè)試。

圖5 16QAM信號(hào)DPD仿真輸出頻譜圖Fig.5 16QAM signal DPD simulation output spectrum

3 DPD高功放測(cè)試

DPD高功放測(cè)試在高集成度射頻收發(fā)平臺(tái)AD9375上實(shí)現(xiàn)，數(shù)字基帶信號(hào)由計(jì)算機(jī)端產(chǎn)生通過LAN口傳輸?shù)絑C706開發(fā)板，由開發(fā)板和AD9375進(jìn)行數(shù)據(jù)交換。

芯片射頻輸出端首先經(jīng)過驅(qū)動(dòng)級(jí)功放放大至高功放所需輸入信號(hào)強(qiáng)度，高功放輸出端通過功分器反饋回部分信號(hào)送至AD9375和開發(fā)板進(jìn)行數(shù)字預(yù)失真處理。數(shù)字預(yù)失真技術(shù)示意如圖6所示。

圖6 數(shù)字預(yù)失真技術(shù)示意Fig.6 Schematic diagram of digital pre-distortion technology

測(cè)試對(duì)象是某頻段400 W功放管芯氮化鎵材質(zhì)的高功率放大器，測(cè)試其在不同功率回退點(diǎn)時(shí)的線性指標(biāo)，主要有：① 間隔為1 MHz與10 MHz的雙音信號(hào)輸入，測(cè)試引入數(shù)字預(yù)失真模塊前后的三階互調(diào)值；② LTE波形下單載波帶寬20 MHz和雙載波帶寬為2×10 MHz信號(hào)輸入，并在信號(hào)基帶結(jié)合削峰處理，使目標(biāo)峰均比為5 dB左右，測(cè)試引入數(shù)字預(yù)失真模塊前后的ACLR指標(biāo)。

將功放調(diào)整至飽和工作狀態(tài)，記錄頻譜儀在預(yù)失真前后的波形，當(dāng)功放輸出功率為400 W時(shí)，即使開啟DPD也達(dá)不到降低非線性的效果，功放過于非線性使DPD算法很難收斂，需要結(jié)合功率回退，即降低功放輸入功率，使其工作范圍遠(yuǎn)離飽和區(qū)，測(cè)試時(shí)調(diào)節(jié)發(fā)射鏈路衰減值來實(shí)現(xiàn)回退，觀察DPD對(duì)高功放的改善效果。

3.1 雙音信號(hào)測(cè)試

測(cè)試輸出功率為400 W時(shí)，功放處于飽和狀態(tài)，不開啟DPD此時(shí)三階互調(diào)值為15.06 dBc。在輸入信號(hào)間隔1 MHz和間隔10 MHz的雙音信號(hào)的情況下，開啟DPD后，三階互調(diào)值幾乎不變，DPD對(duì)飽和功放沒有作用。對(duì)雙音信號(hào)輸入時(shí)的完整測(cè)試結(jié)果如表1和表2所示。

表1 1 MHz間隔IMD3測(cè)試結(jié)果Tab.1 IMD3 (1 MHz interval)

由表1可以看出，在功放回退1.61 dB時(shí)，1 MHz間隔雙音信號(hào)IMD3為26.70 dBc，此時(shí)開啟DPD后狀態(tài)穩(wěn)定，IMD3為54.99 dBc，三階交調(diào)改善值為28.29 dB，效果非常顯著。當(dāng)輸出功率繼續(xù)回退3 dB以上時(shí)，DPD仍能將IMD3改善至50 dBc以上。

由表2可以看出，在功放回退1.28 dB，10 MHz間隔雙音信號(hào)IMD3為20.98 dBc，開啟DPD后恰好能起到穩(wěn)定收斂的效果，此時(shí)IMD3為52.85 dBc，三階互調(diào)改善值達(dá)到31.87 dB，DPD作用明顯。同樣，當(dāng)輸出功率繼續(xù)回退3 dB以上時(shí)，DPD可以穩(wěn)定將IMD3指標(biāo)改善至50 dBc以上。

由上述分析可以得出，應(yīng)用數(shù)字預(yù)失真后高功放在雙音信號(hào)輸入下可以得到很好地線性度提升，結(jié)合功率回退可以保證在300 W左右輸出功率，即回退1.5 dB時(shí)三階互調(diào)達(dá)到50 dBc，實(shí)測(cè)效果優(yōu)秀。

3.2 LTE波形信號(hào)測(cè)試

當(dāng)輸出功率為400 W時(shí)，由于此時(shí)功放處于飽和狀態(tài)，工作區(qū)過于非線性，而且輸入信號(hào)是一個(gè)LTE波形的寬譜信號(hào)，所以即使開啟DPD也不能在400 W輸出的情況下穩(wěn)定工作，因此需要在基帶信號(hào)上做削峰處理同時(shí)結(jié)合功率回退使DPD穩(wěn)定工作。下面分別測(cè)試輸入信號(hào)為L(zhǎng)TE單載波、雙載波波形下的ACLR指標(biāo)，測(cè)試結(jié)果如表3和表4所示。

表3 LTE單載波ACLR測(cè)試結(jié)果Tab.3 LTE single carrier ACLR

表4 LTE雙載波ACLR測(cè)試結(jié)果Tab.4 LTE 2-carrier ACLR

由表3和表4可以看出，LTE波形輸入下，不論單載波還是雙載波，在功放輸出功率高于250 W左右時(shí)DPD對(duì)非線性改善沒有作用，甚至?xí)鸱醋饔茫?dāng)輸出功率回退2.6 dB時(shí)，DPD對(duì)功放線性度改善才開始顯現(xiàn)，功率繼續(xù)回退3 dB以上，ACLR指標(biāo)可以穩(wěn)定改善到44～46 dBc，改善后的指標(biāo)能很好地滿足實(shí)際工程應(yīng)用中高階調(diào)制的要求，同時(shí)從表中可以看出載波個(gè)數(shù)對(duì)DPD給功放非線性校正帶來的影響非常小，可以在多載波調(diào)制技術(shù)中得到應(yīng)用。

在LTE雙載波情況下，數(shù)字預(yù)失真前后ACPR實(shí)測(cè)頻譜如圖7所示。

圖7 LTE雙載波ACPR圖(功放回退4.41 dB)Fig.7 LTE 2-carrier ACPR(back-off 4.41 dB)

測(cè)試對(duì)象高功放的管芯材料為氮化鎵，基于氮化鎵的固態(tài)功放具有高效率、高熱導(dǎo)率的優(yōu)點(diǎn)，是固態(tài)功放在高功率應(yīng)用領(lǐng)域的主流發(fā)展方向，但是氮化鎵的線性度較差，為了應(yīng)用高階調(diào)制技術(shù)，線性功放技術(shù)勢(shì)在必行，本文實(shí)驗(yàn)DPD對(duì)氮化鎵高功放線性指標(biāo)的改善對(duì)于實(shí)際工程應(yīng)用有一定參考價(jià)值。

4 結(jié)束語

根據(jù)數(shù)字預(yù)失真的原理與關(guān)鍵技術(shù)，在Simulink中仿真了數(shù)字預(yù)失真的方案，并基于新型射頻收發(fā)芯片AD9375搭建了完整的線性功放平臺(tái)，對(duì)400 W氮化鎵材料高功率放大器進(jìn)行了實(shí)物測(cè)試，分析對(duì)比了DPD對(duì)高功放三階互調(diào)和ACLR指標(biāo)的改善效果，在應(yīng)用數(shù)字預(yù)失真后僅需少量功率回退即可滿足工程中對(duì)功放的線性度要求。氮化鎵固態(tài)功放發(fā)展十分迅速，本文對(duì)高功率放大器工程中的應(yīng)用具有實(shí)際意義。