孫 超，江 劍，譚驚濤

（臺達電子企業管理（上海）有限公司，上海 201209）

0 引 言

IGBT驅動器是IGBT按照MCU指令進行正確開關動作的“鑰匙”，是電力電子變流器中至關重要的組成部分，而IGBT驅動電源是保證IGBT驅動可靠工作的關鍵。文獻[1-2]進行了IGBT驅動器及驅動反激電源的詳細設計與開發。文獻[3-5]分析了變壓器漏感及分布電容對電路的影響。本文分析常用驅動器隔離變壓器結構的優缺點，探討變壓器漏感及原副邊耦合電容對DNPC拓撲共模電流的影響，列舉了常用的3種驅動電源輸出電壓穩壓方案。此外，設計了兩款24 V電壓輸入的1驅2驅動變壓器，其變壓器原副邊寄生電容Cps小于10 pF。最后，應用TI公司UCC28C45芯片作為300 kHz、40%占空比的PWM信號輸入，對應用兩款變壓器的驅動電源進行測試，測試結果滿足要求。

1 IGBT驅動器隔離電源變壓器結構選擇

圖1（a）為1驅1變壓器結構，即驅動電源用一個驅動變壓器產生一路隔離驅動電源，給一路IGBT驅動供電。這種結構的優點比較明顯，實際PWB布局中可靈活放置驅動電源，使其盡量靠近IGBT。布設中，只需要考慮變壓器原邊與副邊的安規，因此可選擇的變壓器骨架（Bobbin）與磁芯種類較多，變壓器繞制比較靈活，常使用環形磁芯。原副邊線圈距離遠，可控制原副邊寄生電容Cps很小。但是，這種結構中每個位置的IGBT均需要一個驅動電源，成本較高，且電路占用PWB面積較大，不利于減少PWB板尺寸。

圖1（b）為1驅2變壓器結構，即一個驅動變壓器產生2路驅動電源，給2路IGBT驅動供電。相比于1驅1結構，在驅動相同數量IGBT時，這種結構減少了一半電路及隔離變壓器數量。變壓器繞制難度適中，占用PWB板面積少。

圖1（c）為1驅4變壓器結構，即一個驅動變壓器產生4路驅動電源，給4路IGBT驅動供電。它具有集成度高的優點，可有效節約PWB空間，但變壓器繞組較多，變壓器尺寸大，布局不夠靈活，且存在變壓器繞制難度高的問題。

圖1 常用變壓器結構

2 三電平驅動電源變壓器結構選擇

圖2為DNPC和TNPC兩種三電平拓撲，每一相橋臂均有4個位置的IGBT，需要4組獨立的IGBT驅動。4組獨立驅動的供電電源變壓器結構有以下3種方式：（1）采用1驅1的變壓器，每個位置的IGBT使用一個獨立的驅動隔離電源；（2）采用1驅2變壓器，2組IGBT驅動共用一組驅動隔離電源，組合方式為S1&S2組合（S3&S4組合）和S1&S3組合（S2&S4組合）；（3）采用1驅4變壓器，4組IGBT驅動共用一組隔離電源。

圖2 DNPC和TNPC拓撲

三電平拓撲PWM開關調制方式為：S1與S3互補開關，S2與S4互補開關。正半工頻周期內，S2常通，S1進行開關動作；負半工頻周期內，S3常通，S4進行開關動作。IGBT在進行PWM開關動作時，需要消耗對應驅動電源的功率；而IGBT處于常通或者常斷時，幾乎不消耗驅動電源功率。

若采用1驅1變壓器結構即1組IGBT驅動用1個1驅1變壓器結構的驅動電源，具有功率小的優勢，缺點是每相橋臂4組IGBT需要4個1驅1的電源，需要元器件多，成本高，且PWB占用面積大，不利于產品朝向小型化和高密度方向發展。

若采用1驅4變壓器結構，每相橋臂上的4組IGBT驅動共用一組驅動電源，集成度最高但多繞組變壓器設計復雜，變壓器體積大，布局不夠靈活。

若采用1驅2變壓器結構，2組IGBT驅動共用一組隔離電源，將有兩種選擇方式。

（1）采用方式a：S1&S2組合（S3&S4組合）。根據實際工作狀態，僅有一組IGBT在進行PWM開關動作消耗功率，且S1&S2之間變壓器耐壓滿足Vbus/2即可。

（2）采用方式b：S1&S3組合（S2&S4組合）。工作時變壓器最大功率將是組合a方式的2倍，且S1與S3兩個變壓器繞組需要滿足的耐壓為Vbus，是組合a耐壓的2倍。變壓器設計需要滿足的安規距離大，變壓器設計復雜。

3 隔離電源拓撲選擇

驅動電源采用如圖3所示的正激拓撲，拓撲中僅有一個MOS，電路簡單，且采用1驅2方式變壓器，集成度高，系統成本低。兩種拓撲區別在于變壓器線圈去磁方式。圖3（a）為采用穩壓管去磁方式，線路簡單，但是有一部分損耗損失在穩壓管上，且這部分固有損耗無法避免。圖3（b）為采用輔助繞組去磁，相比圖3（a）效率較高，但是變壓器繞制需要多繞制一個去磁繞組，增加了驅動電源變壓器的繞制難度，進而增加了變壓器的成本。

圖3 隔離電源拓撲

4 變壓器漏感及原副邊耦合電感對系統的影響分析

圖4為驅動變壓器漏感等效位置圖。若開關頻率為FSW，驅動變壓器原邊電流為Ip，漏感為Lk，則變壓器漏感上的壓降為：

驅動變壓器的副邊輸出電壓Vo為：

圖4 變壓器漏感示意圖

可以得出，由于漏感Lk的存在，電路工作中漏感的壓降會使變壓器副邊輸出電壓減小。隨著負載增大，原邊電流Ip將會變大，漏感Lk將產生更大的壓降，從而使變壓器副邊輸出電壓進一步降低。變壓器漏感Lk會影響驅動電源的帶載變化時副邊輸出的電壓變化量。

除了漏感對輸出電壓的影響之外，驅動變壓器原邊繞組與副邊繞組之間的寄生電容Cps的大小，也對共模噪聲的抑制發揮著重要作用，尤其在大功率、高電壓功率變流器系統中。圖5為DNPC系統中共模電流的傳輸路徑示意圖。

圖5 變壓器寄生電容共模回路示意圖

圖5中虛線箭頭為共模電流路徑。由于DNPC開關器件（IGBT）開關過程中產生很大的電壓變化率dV/dT，高壓系統中IGBT在系統分擔電壓高。電壓變化率越高，產生共模電流的激勵源越強烈。此時，驅動變壓器原副邊寄生電容Cps的存在，為共模電流的產生提供了路徑。

式（3）中，C代表路徑上所有電容等效值，其中原副邊寄生電容Cps越大，開關器件（IGBT）dV/dT越大，產生的共模電流越大。共模電流經由該路徑時，會造成參考地內混有高頻噪聲信號越大。共模噪聲信號會影響參考地DGND和AGND中MCU、ADC等電路中的正常信號，包括原始正常的驅動信號，致使反映到IGBT的驅動信號發生誤動作而導致變流器不能正常工作，甚至導致變流器炸機。因此，設計驅動電源變壓器時，考慮減少原副邊分布電容Cps的值尤為重要。

5 IGBT驅動電源輸出穩壓方案

由于驅動電源輸出為開環控制，Vo會受到變壓器一致性和負載大小變化的影響。IGBT正常工作對Vge電壓范圍有要求，因此需要對Vge進行穩壓。圖6為3種輸出Vge穩壓方案。方案（a）為穩Vge+方案，IGBT驅動電壓Vge+由穩壓管Vz決定，則Vge-為Vo～Vz。方案（b）為穩Vge-方案，IGBT驅動電壓Vge-由穩壓管Vz決定，則Vge+為Vo～Vz。方案（c）為Vge+及Vge-均穩壓的方案，其中Vge+由Vz決定，Vge-由TI公司UA79M系列負電壓線性穩壓器決定。

6 IGBT 1驅2驅動電源設計

電源設計要求，如表1所示。

表1 電源設計要求

6.1 驅動電源PWM控制器選擇

TI（Texas Instruments）UCCX8C4X[6]系列脈沖寬度調制（PWM）集成控制器芯片應用廣泛，常用于離線式電源和DC/DC電源，具有啟動電流小、自動前饋補償、Cycle By Cycle逐波限流功能以及外圍電路簡單等優點。最終選擇UCC28C45作為PWM控制器IC，芯片最大占空比50%，工作溫度-40～105 ℃，溫度范圍可滿足工業應用要求，電路如圖7所示。通過調整電路R1/C1參數，可使UCC28C45 RT/CT震蕩頻率為600 kHz、占空比40%，可滿足正激變壓器去磁過程對占空比的要求。UCC28C45 VCC最大耐受電壓18 V，而驅動電源只有24 V輸入，因此變壓器需要小于18 V的VCC繞組給芯片供電。

圖6 驅動電源輸出穩壓方案

圖7 UCC28C45 PWM驅動信號產生電路

6.2 驅動變壓器設計流程

由于是24 V單電源輸入，超過了UCC28C45 IC的VCC工作范圍，因此需要變壓器輔助繞組VCC繞組。若采用穩壓管去磁方案，則需要4個變壓器繞組，分別是原邊主功率繞組N1、原邊VCC輔助繞組N2、副邊兩組驅動N3和N4。如果需要輔助去磁繞組，還需要額外增加一組去磁繞組N5。

6.2.1 變壓器磁芯選擇

環形磁芯在繞組較少的應用中應用廣泛，適用于3個繞組以內的變壓器選擇。繞制成品原副邊線圈相隔很遠，原副邊寄生電容Cps小且總高度可以做得低。根據目前電源需求，需要至少4個繞組，因此無法選用環形磁芯。此外，三電平IGBT工作的狀態決定了S1與S2或者S3與S4串聯最大耐壓承擔整個BUS母線電壓。以常規400 V電網應用DNPC三電平變流器BUS電壓維持在800 V DC為例，驅動變壓器副邊繞組N3和N4用于給S1與S2或者S3與S4供電，需要滿足耐壓相鄰兩個繞組耐壓在400 V DC（800 V DC/2）以上，變壓器骨架上面繞組最近的管腳爬電距離在4 mm以上。根據上述描述選擇滿足此要求的最小尺寸的磁芯及骨架，最終選用EPC17錳鋅鐵氧體磁芯并配套相應的骨架。表2為橫店東磁廠商（DMEGC）EPC17和錳鋅鐵氧體DMR95材質的規格。

表2 DMEGC EPC DMR95錳鋅鐵氧體磁芯主要規格

6.2.2 變壓器設計推算過程

變壓器設計簡要推導計算過程如下[7]。首先，確定原副邊匝數比，即：

式中：VRdson為開關MOSFET自身Rdson上的壓降；Vf為副邊整流二極管正向導通壓降，與實際選用的元器件相關。

其次，求出原邊繞組N1的匝數Np：

其中，Bac按照表2中飽和磁感應強度進行降額至35%以內使用來設計，以提高系統的可靠性。實際原邊Np為18 Ts。驅動變壓器的可靠性在系統中至關重要，可以適當多留裕量。在窗口占用率允許的情況下，適當增加原邊的匝數，減少ΔB。根據公式推導，結合實際變壓器尺寸，設計變壓器原邊功率繞組為18 Ts，副邊驅動電源繞組為21 Ts。UCC28C45供電用VCC繞組為10 Ts，輔助去磁繞組為18 Ts。

6.2.3 變壓器成品設計

根據以上設計計算結果，設計了兩款變壓器，如圖8所示，分別為穩壓管去磁方案變壓器和輔助繞組去磁方案變壓器繞組。根據C=εS/D，減少繞組接觸面積，增大繞組之間的距離，均會減原副邊寄生電容Cps。最終，通過增大擋墻厚度至2 mm，增加原邊副本繞組之間繞組纏繞絕緣膠帶的層數至10層，增大原副邊繞組之間的距離，減少原副邊寄生電容。經過測試，兩款變壓器原副邊寄生電容Cps小于10 pF。圖8（a）穩壓管去磁方案中，N118Ts采用Φ0.2 2UEW-F 四股并繞，N210 Ts采用Φ0.2 2UEW-F單股繞線，N3&N421 Ts采用Φ0.2 2UEW-F單股繞線。圖8（b）去磁繞組去磁方案中，N118 Ts采用Φ0.2 2UEW-F兩股并繞，N218 Ts采用Φ0.2 2UEW-F 兩股并繞，N3、N4、N5全部采用與圖和（a）相同的Φ0.2 2UEW-F單股繞線方式。

6.2.4 驅動電源成品測試

兩款驅動電源輸出電壓均采用15 V穩壓管穩Vge+方案。以實際15 kHz驅動IFX IGBT IKW75N65S5，對比測試驅動結果如圖9所示。采用兩種去磁方式的驅動變壓器，驅動電源測試結果為Vge+為15 V、Vge-為-11 V、Vout為26 V，均滿足要求。

圖8 穩壓管去磁與輔助繞組去磁變壓器繞組示意圖

7 結 論

本文介紹了常用IGBT驅動器電源驅動變壓器結構和驅動電源輸出電壓穩壓方案。根據DNPC三電平電路特點，分析了1驅2驅動變壓器的優點和驅動變壓器漏感的影響，并以DNPC三電平拓撲為例，分析了原副邊寄生電容Cps對系統共模電流的影響。此外，設計了兩款應用于DNPC且具較小原副邊寄生電容Cps的1驅2驅動變壓器，并詳細介紹了設計過程。最后，測試兩款變壓器均滿足要求。