一種直流無刷電機驅動電路的設計與優(yōu)化

摘 要：設計了一種用于直流無刷電機的控制驅動電路，該電路完全采用分立元件構成，具有成本低、易實現(xiàn)、可靠性高等特點。在簡單闡述直流無刷電機工作原理的基礎上，分析了其驅動電路的設計要點。結合設計的控制驅動電路，討論了功率MOS管柵極浮置驅動、互補脈寬調制死區(qū)時間設置的問題，分析了驅動電路中振蕩產生的原因，并給出優(yōu)化方法。在最后的實際測試中，驗證了該電機驅動電路的各種功能及優(yōu)化改進后的效果。

關鍵詞：直流無刷電機；驅動電路；功率MOS管；脈寬調制

中圖分類號：TM36+1 文獻標識碼：B

文章編號：1004373X(2008)0312203

Design and Optimization for a Brushless DC Motor Drive Circuit

SONG Huibin，XU Shen，DUAN Deshan

(National ASIC System Engineering Research Center，Southeast University，Nanjing，210096，China)

Abstract：In this paper，a drive circuit for brushless DC motor is proposed.It is designed with discrete elements，has the features of low price，easy way to realize and high reliability.Based on the presentation of motor′s working principle，the paper analyses the important points of the drive circuit design.Some problems are discussed with the proposed circuit，such as the floating gate drive for the power MOSFET，the dead time setup of the complementary PWM outputs，the reasons to form the oscillation and the way to optimize the drive circuitry.In the end of this paper，a test is performed to verify the functions of the circuit and observe the effect after the optimization.

Keywords：brushless DC motor;drive circuitry;power MOSFET;PWM

直流無刷電動機既具有運行效率高、調速性能好，同時又具有交流電動機結構簡單、運行可靠、維護方便的優(yōu)點，是電機主要發(fā)展方向之一[1]，現(xiàn)已成功應用于軍事、航空、計算機、數(shù)控機床、機器人和電動自行車等多個領域。電機驅動電路的性能直接決定了電動機能否正確可靠地運行，本文將結合三相無刷直流電動機的應用，介紹一種驅動電路，并針對驅動過程中的幾個要點進行論述與優(yōu)化，如振蕩吸收、死區(qū)時間設置等，最后給出實際測試波形與結論。

1 直流無刷電機工作原理

為了便于理解本驅動電路的設計及優(yōu)化方法，首先簡單描述一下直流無刷電機的驅動控制原理。

1.1 三相橋式逆變電路

目前，對于普及的三相直流無刷電機，大多采用三相橋式逆變電路驅動[2]，其結構如圖1所示。

圖1中底部的3個電感為電機線圈的簡單等效模型，6只功率MOSFET作為開關器件使用，組成三相橋式結構。如果將他們按照一定的組合方式和頻率進行開關，即能驅動三相無刷直流電機轉動。

圖1 三相直流無刷電機結構

功率MOSFET的導通順序如圖1所示，由圖可知，系統(tǒng)采用三相六拍制單極控制，電動機每轉一周都要經過六次換相，每一相都有一個上管和一個下管為導通狀態(tài)，但同一對上下管不能同時導通，否則相當于電源短路。這六相分別為：Q1+Q6，Q3+Q6，Q3+Q2，Q5+Q2，Q5+Q4，Q1+Q4。在每相中，電流根據導通的功率MOSFET不同，按不同方向流經電機的不同線圈，由此產生持續(xù)的旋轉磁勢，推動電機的轉子轉動。

1.2 直流無刷電機驅動電路的設計要點

驅動直流無刷電機就是合理驅動各橋臂的功率MOSFET開關，使其按次序導通，設計過程中要注意如下幾點：

(1) 功率MOSFET的柵極驅動

一般功率MOSFET的柵極驅動電壓VGS為10～15 V，且在開關態(tài)中，需要較大的電流驅動，否則上升下降時間會變得很慢，影響驅動效率。從MCU出來的數(shù)字信號是不能達到要求的，需要設計外圍電路加大驅動能力。

在電機驅動電路中，由于電流較大，上管都采用N型MOSFET。從圖1可看出，每個上管源極的電壓是浮動的，因此，上管的柵極驅動電壓也必須浮置在源極的電壓之上才能有效地開啟上管。實現(xiàn)這樣的方法有多種，如自舉法、隔離電源法、脈沖變壓器法、充電泵法、載波驅動法等[3]。

(2) 脈寬調制控制

直流無刷電機的速度控制一般是由脈寬調制(PWM)來實現(xiàn)。在每一相中，采用恒定頻率，不同占空比的脈寬信號控制功率MOSFET的導通時間，調節(jié)流過電機的電流，改變其轉動速度，這個PWM信號的頻率一般為數(shù)十kHz。常用的PWM模式如表1所示。

表1 常用的PWM模式

稱方式優(yōu)點缺點

2相變頻開關式僅上橋臂PWM開關損耗低，直流總線容量小無法快速改變電機速度

4相同步變頻開關式上下橋臂同步同相位PWM可快速改變轉速總線容量需求大，開關管發(fā)熱大

4相同步變頻互補開關式同對上下管互補PWM，導通相下橋臂常開或PWM優(yōu)越的過零點控制，降低開關管溫度電路設計和器件選配比較嚴格

(3) 上下開關管互補導通時的死區(qū)時間

從圖1可以看出，假設某一相為Q1Q4導通，則當Q1進行PWM調制關斷時，電機線圈為了保證電流方向不變，會產生感生電勢，A端為負，B端為正。由于A端電勢比地電位低，電流會通過Q2的寄生二極管放電，如果此時使Q2反相導通輔助放電，則可以大大減小功率MOSFET的溫升。所以，當電流較大時，應采用互補開關模式。采用此模式時，為了避免橋臂直通，一般要求上下管柵極控制信號有一個死區(qū)時間，以確保在換流時上下管不會同時導通。這個死區(qū)時間太長會造成輸出電壓諧波成分增加，太短則不能發(fā)揮應有的作用[4]。其長短可根據電路性能及功率MOSFET的開通關斷時間來確定。

(4) 振蕩現(xiàn)象

由于電機經常工作在惡劣的環(huán)境下，且流過的電流較大，容易在驅動電路中產生振蕩，嚴重時會損壞控制板，故需要在電路設計和布板上進行優(yōu)化，消除或減弱這些振蕩現(xiàn)象，在下面一節(jié)中將會根據實際電路進行此方面的討論。

2 驅動電路的設計與優(yōu)化

2.1 控制驅動電路原理

本文設計的直流無刷電機驅動電路，采用自舉法驅動高壓側開關管，全部采用分立元件，其中一對上下功率MOSFET的驅動電路如圖2所示，其余兩對開關管的驅動電路與之完全相同。

圖2 驅動電路結構

在圖2所示的電路中，H_PWM和L_PWM分別為驅動上下開關管的5 V數(shù)字邏輯PWM信號。

對于Q2管，不需要浮置柵，驅動方法比較簡單。當N2基極的L_PWM為低電平時，N2不導通，N1和P1導通，使得Q2的柵極被15 V電源直接驅動，Q2導通。當L_PWM為高電平時，N2導通，N1，P1關斷，Q2柵極電位被拉到地，Q2關斷。

對于Q1管，需要柵極浮置驅動，原理如下。當N3基極的H_PWM信號為低電平時，N3和P2都不導通，此時Q1是關斷的，而Q2互補導通。15 V電源電壓經D1向自舉電容C1充電，使得C1兩端電壓為15 V減去D1的管壓降，大概為14 V。當H_PWM信號為高電平時，N3和P2相繼導通，自舉電容C1兩端的電壓通過P2加到Q1的柵極上，浮置于源極之上，電壓差為14 V左右，保證Q1飽和導通，此時Q2必須是互補關斷的，否則將造成橋臂導通，使電源短路。當H_PWM信號再次轉為低電平時，P3導通，使Q1的柵極電容迅速放電，及時關斷Q1。

2.2 上下開關功率MOSFET互補PWM的實現(xiàn)

提供互補PWM信號可利用具有兩路PWM輸出的MCU，死區(qū)時間由軟件給定，但這樣成本會比較高。本文設計一種硬件電路實現(xiàn)此功能，并且死區(qū)時間可調，其電路結構如圖3所示。

圖3中的輸入信號為MCU給出的一路PWM調制信號，L_PWM和H_PWM為具有死區(qū)時間的一對互補PWM控制信號，與圖2中相對應。

當PWM信號從低到高時，通過R11對C11充電，C11上端電壓逐漸升高，當大于后級反門的門限電壓時，信號得以傳輸過去，其間有個時間差T1。同時，PWM信號也通過R13對C12充電，當C12上端電壓大于與門的門限時，信號得以傳輸過去，其時間差為T2。T1和T2可以通過改變各自RC的值進行改變。

圖3 硬件電路結構

電容上電壓為：

Uc(t)=Us(1－e－(t/RC))

Us為單片機輸出的5 V電壓，假設邏輯門的門限電壓為Vth，則令Uc(t)=Vth即可算出給定延遲時間t的情況下，RC的取值。

在本應用中，設置T2>T1。當PWM信號從高到低時，C11要通過R11放電，電壓緩緩下降到反門的門限電壓以下時，信號才能傳輸過去，其延時為T3。而對于H_PWM，只要PWM一變?yōu)榈停c門特點是有低出低，所以信號會立刻傳輸過去，基本沒有延遲。又從圖2可知，L_PWM信號與Q2柵極驅動信號反相，H_PWM信號與Q1柵極驅動信號同相，這樣變得到了圖3中的Q1，Q2柵極波形VGS1和VGS2。兩個死區(qū)時間分別為T2，T1和T3。在以上分析中，門級延遲相對于RC延遲可以忽略不計。

2.3 驅動電路中的振蕩現(xiàn)象及優(yōu)化

MOS管的轉換頻率一般可以到200 MHz以上，所以由于封裝和線路上的各種寄生電抗，會產生寄生振蕩問題。同一橋臂上的兩個功率MOSFET在開通和關斷的轉換過程中，由于較高的dv/dt，柵極驅動信號會產生振蕩，導致功率MOSFET產生很大的開關損耗。當上管開通時，會在下管柵極產生阻尼衰減振蕩信號。更嚴重的是若振蕩的幅值達到功率MOSFET的門限電壓，下管將開通，而上管正處于開通狀態(tài)，此時將造成上下功率管的直通現(xiàn)象，損壞功率管。

開通時間是影響驅動信號振蕩幅值的主要因素，二者成反比關系。適當延長器件的開通時間，即可很大程度上減小振幅。因此需在功率MOSFET的柵極前加一個緩沖電阻[5]，人為增加器件的開通時間，在功率MOSFET的柵源極間并聯(lián)電容以延長柵極電容的充電時間，降低電壓變化率，如圖2中的C2，C3。緩沖電阻的阻值要設置適當，因為過大的電阻會引起更長的開通和關斷時間，不但與減小死區(qū)時間的要求相違背，而且還會增加功率MOSFET的開關損耗，因此要根據電流容量和電壓的額定值以及開關頻率選擇合適的緩沖阻值。圖2中緩沖電阻為R3，R8，其阻值一般在100 Ω左右。

緩沖電路參數(shù)通常的選取原則為：

式中f為功率MOSFET的工作頻率。

此外，從布板的角度來說，驅動電路必須靠近MOS管，如圖2中的N2應靠近Q2，當Q2關斷，其漏極電壓從低到高時，柵漏電容的放電電流會使柵極驅動的連接阻抗壓降升高，若N2離Q2較遠，即連接阻抗過高，則柵極電壓過高，容易產生誤開啟。另外N2應選擇電流能力較強的三極管，提高放電速度，可減小上述振蕩現(xiàn)象。

3 測試波形

根據本文的設計與優(yōu)化思路，搭建了直流無刷電機控制驅動的實際電路板，并用一臺250 W的三相直流無刷電機作為負載進行了測試，以下是一些測試波形。

圖4為一對上下功率MOSFET進行互補PWM時的波形。VG1為上管Q1的柵極電壓，VS1為其源極電壓，波形分辨率都為13.2 V/div；VG2為下管Q2的柵極電壓，3.30 V/div；三個波形的時間分辨率都為7.5 μs/div。

圖4 上下功率MOSFET進行互補PWM時的波形

從圖4中可以看出當上管Q1導通時，柵極電壓是浮置在源極電壓上的，壓差為14 V左右，上升下降沿也較為理想。上下功率MOSFET的柵極驅動波形VG1，VG2顯示為互補導通，有明顯的死區(qū)時間，保證了兩開關管不會同時導通，該電路較為優(yōu)秀地完成了電機驅動任務。

圖5為對系統(tǒng)中出現(xiàn)的振蕩現(xiàn)象進行優(yōu)化前后的測試波形。VD2為下管Q2的漏極電壓，20 V/div；VG2為Q2柵極電壓，10 V/div；時間分辨率都是100 ns/div。

圖5 優(yōu)化前后的測試波形

圖5(a)為優(yōu)化前的情況，可見當下管Q2漏極電壓上[JP+1]升時，其柵極由于上文所述的原因產生較大振蕩，振幅最大15 V左右，這完全能把Q2開啟，造成上下開關管同時導通。

針對該振蕩問題，按照優(yōu)化思路進行調整，適當加大緩沖電阻值，減小驅動三極管到下管柵極的走線長度，增大驅動三極管的拉電流能力等。再次進行測試，由圖5(b)可以看出，改進非常明顯，基本消除了振蕩現(xiàn)象，這對增加系統(tǒng)的穩(wěn)定與可靠性有非常大的作用。

4 結 語

本文介紹了一種應用于三相無刷直流電機的控制驅動電路，主要分析了此類電路設計中的注意要點以及優(yōu)化方法。本電路由分立元件組成，簡單可靠、易實現(xiàn)、成本低，并且從測試波形可以看出其性能也較為優(yōu)異，可以廣泛應用。在今后的設計中，若能將該電路集成化，則可更進一步簡化電機控制驅動系統(tǒng)的設計，提高穩(wěn)定性。

參考文獻

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[5]田穎，陳培紅，聶圣芳，等.功率MOSFET驅動保護電路設計[J].電力電子技術，2005，39(1)：73—75.

作者簡介 宋慧濱 女，1963年出生，黑龍江哈爾濱人，工程師。主要從事數(shù)模混合電路、功率器件與電路等方向研究。

注：本文中所涉及到的圖表、注解、公式等內容請以PDF格式閱讀原文。