超低中頻ＣＭＯＳ下混頻器的設計

吳王震　黃世震

摘 要：低中頻架構由于其鏡像抑制能力強，易于集成等優點而被廣泛應用于接收機的設計中。混頻器作為接收機的重要模塊之一，它的主要作用是完成頻率轉換，其性能對接收機有很大的影響。設計了一個工作于GSM 850頻帶的超低中頻CMOS混頻器。為了提高轉換增益和降低噪聲，輸入級加入了分流單元。在輸出級應用共模反饋穩定輸出電平。混頻器工作的頻帶為869~894 MHz，中頻輸出為100kHz。仿真結果顯示增益為17 dB，三階交調點為9.6 dB，噪聲系數為17.5 dB。

關鍵詞：超低中頻;CMOS;下混頻器;Girlbert

中圖分類號：TN914文獻標識碼：B

文章編號：1004-373X(2009)05-184-03

Design of CMOS Super Low Intermediate-frequency Downmixer

WU Wangzhen,HUANG Shizhen

(Fujian Key Laboratory of Microelectronics & Integrated Circuits,Fuzhou University,Fuzhou,350002,China)

Abstract：Because of good image-reject performance and easy to integrate the configrution of super-low-intermediate frequency is widely used in design of transceiver.As an important part of receiver,mixer is used to change the frequency.Its preformance has great effect on receiver.a super-low-intermediate frequency CMOS mixer applied in GSM is presented.A circuit to decrease the current in the input and a circuit called common-mode feedback to fix the voltage level of ouput.This mixer is applied in GSM of 869~894 MHz and with the output intermidiate frequency at 100 kHz.Its gain is 17 dB,IIP3 is 9.6 dB and noise figure is 17.5 dB.

Keywords：super low intermediate-frequency;CMOS;downmixer;Gilbert

隨著無線通信的迅猛發展，人們對無線通信收發機提出了越來越高的要求。低中頻架構的接收機由于集成度高，鏡像抑制能力強等諸多優點而被廣泛使用。混頻器作為接收機的重要模塊之一，它的主要功能是完成頻率轉換，其性能優劣對接收機有很大的影響。本文采用TSMC 0.18 μm CMOS工藝實現了一個應用于GSM頻帶(869~894 MHz)的下混頻器，混頻器采用的結構為Gilbert雙平衡結構，輸出為100 kHz的超低中頻，得到了良好的設計結果。

1 主體電路設計

圖1是典型的Gilbert單元。圖中差分管M1和M2為混頻器的跨導級，M3，M4，M5，M6為混頻器的開關級。射頻信號由M1和M2管的柵極輸入，本振信號由M3，M4，M5，M6柵級輸入，中頻信號由開關管的漏級輸出。本振信號足夠強時，混頻器輸出的電流為:

I璷ut=g璵×v璕F×2［cos(ω璍O+ω璕F)t+

cos(ω璍O－ω璕F)t］÷π

圖1 典型的Gilbert結構

該電流經過輸出負載以后轉化為所需要的電壓信號。基于簡單的Gilbert結構，為了達到要求的性能，對電路進行了如下的改進。具體的電路設計如圖2所示。

1.1 驅動級的設計

在驅動級去掉了尾電流源，使用電流鏡結構對M1和M2管進行偏置。這樣做的好處就是可以提高電路的線性度，提高輸出電壓裕度。雖然無尾電流源結構可能使得更多的襯底噪聲進入信號通道，但是通過精心的版圖設計可以很好地減少襯底的影響。混頻器的線性度和驅動級偏置電流的大小以及過驅動電壓成正比，偏置電流越大，過驅動電壓越大，線性度越好。根據混頻器的增益公式G=2πg璵R璍,高增益需要有大的負載電阻。過大的偏置電流會使得R璍上的壓降太大，造成開關對和驅動管偏離飽和區，而且會增加開關對的噪聲，并且增加了功耗。所以采用由M9，M10，M13和M14構成的電流抽取電路。抽取的電流不能太大，否則會嚴重影響混頻器的線性度。M1管的V璯s是由M13管來提供的，根據:

I璬=12μ璶C璷xW/L(V璯s－V璽h)2(1+λV璬s)

在寬長比一定的條件下調節輸入的基準電流源就可以確定V璯s的值。M1和M3的溝道長度都為350 nm，調節兩個管子寬度的比值就可以控制M1管偏置電流的大小。設計中流過M1的電流為1.2 mA，抽取的電流值為0.5 mA左右。

圖2 混頻器主體電路

1.2 開關管的設計

開關管的設計考慮主要是管子的閃爍噪聲的影響。GSM的信道帶寬為200 kHz，中頻選為100 kHz可以使得本振信號的頻率正好位于兩個信道中心頻率的中間，避免了本振信號對信道內信號的干擾。100 kHz的中頻信號就要求具有極低的閃爍噪聲拐角，設計中要求拐角在20 kHz以內。根據閃爍噪聲拐角的公式:

f瑿=KC璷xWLg璵 38kT

要降低拐角頻率只能增大器件面積(WL的值)。對于CMOS晶體管來說，閃爍噪聲拐角一般落在500 kHz~1 MHz附近，這樣是遠不能滿足設計要求的。所以開關管用了4個Bipolar的寄生管來進行設計，取代了由MOS管構成的開關級。這樣能使得閃爍噪聲拐角在20 kHz以內。

1.3 輸出級的設計

輸出級采用了PMOS電流鏡做負載，和M7，M8并連的兩個MIM電容的作用是濾去高次諧波。M7和M8管子的面積必須盡量大，這樣才能有效地減少閃爍噪聲。設計中M7和M8管取值W/L=320 μm/1 μm。由于輸出級的直流偏置電平不能確定，所以必須增加共模反饋。這個任務是由M11，M12，M13，M14構成的簡單運放來完成的。V璻ef的值為2.1 V，由電阻取出的共模電平和V璻ef相比較，輸出的電平由M14的漏端反饋回M7和M8的柵級達到控制輸出電平的目的。

2 仿真結果

圖3是電路增益的仿真結果，在880 MHz時達到了18 dB左右。

圖3 混頻器的增益

圖4是噪聲系數的仿真，閃爍噪聲拐點在20 kHz附近，在100 kHz時噪聲達到了17.5 dB。

圖4 混頻器的噪聲系數

圖5是三階交調點的測試，在本振信號為-5 dB，輸入的射頻信號為-30 dB時，三階交調點的值為9.6 dB。

圖5 混頻器的3階交調點

3 版圖設計

圖6為設計的版圖。要注意的是高頻差分信號的走線應盡量對稱。

圖6 混頻器的版圖設計

4 結 語

本文設計了一個工作在GSM頻段的超低中頻混頻器，采用TSMC 0.18 μm CMOS工藝，輸出中頻為100 kHz，增益為18 dB，噪聲系數為17.5 dB，三階交調點為9.6 dB，可以應用于GSM接收機中。

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作者簡介 吳王震 男，1984年出生，福建福州人，碩士研究生。研究方向為集成電路設計。