基于P87LPC767的高性能交流穩壓電源設計

葉克江

YE Ke-jiang

（廣東外語藝術職業學院，廣州 510640）

基于P87LPC767的高性能交流穩壓電源設計

Design of high performance ac voltage-stabilizing power supply based on single-chip P87LPC767

葉克江

YE Ke-jiang

（廣東外語藝術職業學院，廣州 510640）

設計一種高性能交流穩壓電源，基于菲利普（Philips)公司51內核帶A/D轉換的8位單片機P87LPC767，利用雙向三端可控硅對多抽頭變壓器的原邊進行切換控制，并采用正弦半波逐次逼近插值算法使輸出電壓的有效值達到很高的穩定性，穩壓范圍寬，反應時間快，成本低，壽命長，無機械觸點，可靠性高，輸出電壓小范圍連續可調，具有完善的保護措施，易于實現較大功率輸出。

P87LPC767；模/數轉換；有效值；交流穩壓；可控硅

0 引言

能夠提供一個穩定的交流電壓和頻率的電源稱為交流穩壓電源[1]。目前交流穩壓電源按照工作原理大致可以分為參數調整型、開關型和自耦調整型三大類[2]。參數調整型穩壓電源的基本原理是LC串聯諧振，早期出現的磁飽和型穩壓器就屬于這一類，優點是結構簡單，可靠性高，抗干擾和抗過載能力強，穩壓范圍較寬，缺點是能耗大，噪聲大，笨重而且造價也較高。開關型穩壓電源采用高頻脈寬調制技術，輸出電壓波形有準方波、梯型波和正弦波等，優點是穩壓性能好，控制功能強，易于實現智能化，是非常有前途的交流穩壓電源，但因其電路復雜，價格昂貴，所以推廣較慢。自耦調整型穩壓電源又分為機械調整型、大功率補償型（也稱凈化型或精密型）和改變抽頭型[3]三種，其中機械調整型結構最簡單，造價低廉，輸出波形失真最小，但是由于機械滑動觸點易產生電火花和磨損，造成損壞以至燒毀而失效，因此壽命較短，而且靠機械滑動的電壓調整速度很慢；大功率補償型采用補償環節實現輸出電壓的穩定，易實現微機控制，優點是抗干擾性能好，穩壓精度高（≤±1%），響應快（40～60ms），電路簡單，工作可靠，價格適中，所以應用比較廣泛，缺點是帶非線性負載時有低頻振蕩現象，輸入側電流失真度大，源功率因數較低，輸出電壓對輸入電壓有相移；改變抽頭型采用將自耦變壓器（或雙繞組變壓器的原邊）做成多個固定抽頭，通過普通繼電器或可控硅（固態繼電器）做為開關器件工作，自動改變抽頭位置，從而實現輸出電壓的穩定，優點是電路簡單，穩壓范圍較寬（130V-280V），效率很高（≥95%），反應快，價格低，缺點是穩壓精度低（±8～10%），采用普通繼電器做開關器件時的工作壽命短，適用于對穩壓精度要求不高的場合。正弦能量分配模式的美國專利技術[4]，主要應用于高端大功率交流穩壓電源設備中。該種電源具有穩壓范圍寬、精度高、響應速度快、能量傳輸效率高、能長期連續工作、有效地抑制電網中各種噪聲和尖峰干擾等優點，但是電路結構復雜，產生的諧波較多，成本高昂，適用于對電源要求特別高的場合。

本文基于菲利普（Philips）公司51內核帶A/D轉換的8位單片機P87LPC767，利用雙向三端可控硅對多抽頭變壓器（自藕或雙繞組的原邊）進行切換控制，并采用插值算法使輸出電壓的有效值達到很高的穩定性，保持了改變抽頭型的優點，克服了穩壓精度不高的缺點，使穩壓性能得到較大的改善，易于實現較大功率輸出。

1 單片機P87LPC767簡介

圖1 電源電路的關鍵部分示意圖

P87LPC767是20腳封裝的單片機[5]，適合于許多要求高集成度低成本的場合，可以滿足許多方面的性能要求。作為Philips小型封裝系列中的一員，P87LPC767提供高速和低速的晶振和RC振蕩方式，可編程選擇。具有較寬的操作電壓范圍。有內部看門狗定時器。P87LPC767采用80C51加速處理器結構，指令執行速度是標準80C51MCU的兩倍。時鐘頻率可達20MHz。具有4通道多路8位A/D轉換器，在振蕩器頻率fosc=20MHz時轉換時間最快為9.3μs。用于數字功能時操作電壓范圍為2.7－6.0V。4K字節OTP程序存儲器，128字節的RAM，32字節用戶代碼區可用來存放序列碼及設置參數。2個16位定時/計數器，每一個定時器均可設置為溢出時觸發相應端口輸出。內含2個模擬比較器。全雙工通用異步接收/發送器UART及I2C通信接口，八個鍵盤中斷輸入另加2路外部中斷輸入，4個中斷優先級。看門狗定時器利用片內獨立振蕩器，無需外接元件，溢出時間有8種選擇，具有獨立的片內振蕩器，因此它可用于外接振蕩器的失效檢測。低電平復位，使用片內上電復位時不需要外接元件。可配置的片內振蕩器及其頻率范圍，選擇片內RC振蕩器時不需外接振蕩器件。可編程I/O口輸出模式為準雙向口，開漏輸出，上拉和只有輸入功能，可選擇施密特觸發輸入或LED驅動輸出，所有口線均有20mA的驅動能力，可控制口線輸出轉換速度以降低EMI，輸出最小上升時間約為10ns。 最少15個I/O口，選擇片內振蕩和片內復位時可多達18個I/O口。如果選擇片內振蕩及復位時，P87LPC767僅需要連接電源線和地線。串行EPROM編程允許對芯片進行板上編程，2位EPROM保密位可防止程序被讀出。空閑和掉電兩種省電模式，提供從掉電模式中喚醒功能，典型的掉電電流僅為1μA。

2 硬件組成與工作原理

電源電路的關鍵部分主要包括多抽頭雙繞組變壓器、輸入/輸出側峰值保持與檢測電路、P87LPC767單片機、LC簡易濾波器、可控硅控制電路和輸入/輸出側峰值采樣電路等，如圖1所示。

多抽頭變壓器T1采用雙繞組，使220V交流輸入原邊側L1-N1的全波整流峰值采樣電路與24V交流穩壓輸出副邊側L2-N2的全波整流峰值采樣電路可以共地，實現正弦半波峰值檢測與切換，反應時間快；如果T1采用自藕方式，則輸入側L1-N1雖然還可以采用全波整流采樣，但是輸出側L2-N1只能進行半波整流采樣，僅能實現正弦全波切換，反應時間比前者慢一倍。T1輸入側的多抽頭端相鄰電壓間隔6%。改變輸入側抽頭對應電壓標稱值，就可以大幅度改變穩壓范圍。

變壓器輸入側采用LC簡易濾波器，結合軟件數字濾波，可以達到很好的抗干擾效果。

峰值采樣電路的結構十分簡單[6]，由4個整流二極管和2個串聯分壓電阻組成，輸入側得到電壓采樣信號V1，對應最大交流電壓輸入294V時峰值V1max≈4.52V，輸出側得到電壓采樣信號V3，對應交流穩壓輸出24V時峰值V3max≈4.34V。

峰值保持與檢測電路采用最簡單的結構，輸入側得到峰值保持波形信號V2，輸出側得到峰值保持波形信號V4，由于A/D轉換時間小于50us，遠遠小于V1和V3的半波周期10ms，因此可以通過對V2和V4持續不斷的轉換檢測得到V1和V3的峰值。

P87LPC767單片機由于內部自帶晶體振蕩器穩定性很差，必須采用外接6Mhz晶體振蕩器的工作方式（位于端口X1-X2）。端口P12，P13用于連接帶I2C接口的鍵盤顯示控制芯片如ZLG7290等，以便實現鍵盤控制，設置有關參數，可以在±20%的范圍內連續改變穩壓輸出額定值，使該電源成為交流穩壓輸出連續可調電源，同時顯示當前輸入電壓，輸出電壓，運行參數等必要信息。端口P17，P16用于峰值保持與檢測電路的峰值放電，以便準備下次保持與檢測。峰值保持電壓V2和V4分別輸入到端口AD0和AD1用于A/D轉換，轉換電壓范圍0V－5V。端口P15用于輸入側電壓V1的過零監測信號輸入，實現可控硅的過零切換控制，防止渦流損壞器件或變壓器。端口INT用于故障信號輸入監測，比如變壓器過熱，輸出端短路等，具有最高優先級，以便快速響應處理故障。單片機其余端口用于擴展14路控制信號K1－K14，分別與輸入側對應，其中K9對應控制220V抽頭位置。

可控硅控制電路共14套，采用光耦可控硅MOC3051控制功率可控硅BT136，MOC3051起到隔離高壓和低壓的作用，正常工作時14個BT136在任一輸入正弦半波期間只有一路導通，除非因故障或過壓、欠壓等全部關斷。

另外電源電路還包括變壓器過熱保護電路、輸出端短路保護電路和輸入端簡易壓敏防雷保護電路等，具有比較完善的安全措施。為了實現較大功率輸出，只需更換變壓器和功率可控硅(BT136)，并采取輔助散熱措施，電路結構無需改變。

工作原理的精髓在于正弦半波插值算法，以及由于負載變化對插值算法的影響。

3 插值算法

3.1 輸出端空載時的插值算法

輸出端L2－N2空載時的輸出電壓完全由輸入電壓決定，因此插值算法只需考慮輸入電壓值即可。圖1中變壓器T1的輸入側抽頭共15個，其中N1是輸入公共端，連接公共零線，單片機擴展控制端Kj（j=1－14）控制光耦可控硅Mj，Mj控制功率可控硅Bj，Bj的第1腳連接火線L1，Bj的第2腳連接T1的對應抽頭，對應關系為：K1-M1-B1-138V，K2-M2-B2-146V，…，K9-M9-B9-220V，…，K14-M14-B14-294V。假設通過檢測V1的峰值，發現輸入電壓UI介于208V（由K8控制）和220V（由K9控制）之間，K8-K9稱為一個切換組，即有：208V≤UI≤220V，依此為例可以說明正弦半波插值算法。

設K8有效時正弦半波V3的峰值經過A/D轉換后對應值為a，K9有效時正弦半波V3的峰值經過A/D轉換后對應值為b，標準穩壓輸出24V時正弦半波V3的峰值經過A/D轉換后對應值為c=256×4.34/5=222（V3max=4.34V，A/D轉換器是8位的），則有：

設定10個半波（時間100ms）即5個正弦周期為1個穩壓周期，在1個穩壓周期內有m個K8有效，n個K9有效，并依據有效值穩定原則，則有：

通過公式(1)-(4)，并考慮(a+c)/(a+b)≈(c+b)/(a+b)≈1，可以得到：m≈10×(c-b)/(a-b) ，n≈10×(a-c)/(a-b) ，分別取整數值即可。

比如在反應時間最慢的情況m=9，n=1時（100ms），令K8保持9個半波有效，K9保持1個半波有效（反之亦然）。說明輸入電壓靠近208V一側并略大于208V，如果一直保持K8有效，將使輸出電壓有效值略大于24V，因此每9個K8有效之后插入1個K9有效（此時半波輸出電壓有效值降低），將使輸出電壓有效值得到合理補償，更加接近24V，實現了輸出電壓的穩定。在反應時間最快的情況m=5，n=5時（20ms，相當于m=1，n=1，1個穩壓周期只包含2個半波），控制端有效的順序采用K8-K9-K9-K8-K8-K9-K9-K8-K8-K9結構，既能保持輸出電壓有效值穩定，又能使輸出電壓絕對平均值偏移零點最小，而且使由于控制端頻繁切換引入的高次諧波分量幅度最低。

插值算法的控制端切換時機應該盡量均勻、對稱，通過理論誤差分析與實驗結果的比較，輸出電壓有效值穩壓精度可以達到±0.3%，遠遠好于一般多抽頭穩壓方式的穩壓精度，實現了結構簡單，低成本與高性能的有效融合。改變基準值c，并相應改變可能的對應切換區間，保證a，b滿足公式(1)，(2)的要求，就可以實現輸出穩壓額定值在小范圍內連續可調。采用過零切換技術，波形失真極小，功率可控硅不受電壓沖擊，任意相鄰可控硅之間壓差小，高次諧波分量可以忽略不計，無機械觸點，有利于延長器件使用壽命。

3.2 輸出端重載時的逐次逼近插值算法

插值算法的控制端切換組有K1-K2，K2-K3，…，K8-K9，…，K13-K14共13組，空載時起作用的切換組Ki-Ki+1（i=1－13）完全由V1的峰值決定即可。有負載時V3的有效值勢必下降，而且負載越重，V3的有效值下降越厲害，此時僅由V1的峰值決定切換組是不夠的，而應該由V1和V3的峰值共同決定。V3的峰值同時受到輸入端電壓和輸出端負載的影響，V1的峰值受到輸出端負載的影響較小。如果通過實驗求出“V1－V3－負載大小”的對應關系，將是一個非常龐大的三維表格，過多占用單片機程序存儲空間資源，十分繁瑣且使用不便。實際上，只需根據當前a，b，c 的值尤其是c的值偏離標稱值222的程度，即可基本確定目標切換組，如果選定的目標切換組恰好合理，則應用前述插值算法即可，如果還有小偏差，則只需再判斷一次，就可以準確選定目標切換組，最終使輸出電壓有效值保持穩定。這是一種逐次逼近與插值算法相結合的算法，簡稱逐次逼近插值算法。大部分情況下，逐次逼近只需一次判斷，不構成額外延時，需要兩次時構成延時10ms。

一般地，選取6個半波（時間60ms）為1個穩壓周期，延時最長70ms，輸出端負載在輸出功率額定值的0%－120%范圍內突變時，輸出電壓有效值穩壓精度仍可以達到±0.5%，可見對負載變化的反應是很快的。

根據V1的峰值，容易判斷當輸入電壓大于312V=294×(1+6%)時為過壓，可控硅全部關斷；小于130V=138×(1-6%)時為欠壓，可控硅全部關斷。如果K1有效時V3的峰值小于標準值的1%，說明負載過重，可控硅全部關斷。

4 結束語

該電源電路結構簡單，算法新穎，采用正弦半波逐次逼近插值算法使輸出電壓的有效值達到很高的穩定性，繼承了多抽頭變壓器穩壓方式的優點，克服了穩壓精度低（±8～10%）的缺點，穩壓范圍寬，對負載突變反應時間快，輸出電壓小范圍連續可調，成本低，壽命長，保護措施完善，易于實現較大功率輸出。

[1] 陳江岸,等.基于DSP的軟開關交流穩壓電源的研究[J].電子技術應用,2007,33(4):141-143.

[2] 上海潘登電源有限公司.各種交流穩壓電源的比較[J].有線電視技術,2004,11(1):102-103.

[3] 佟為明,等.微機控制的高穩定通用交流穩壓電源[J].電力電子技術,1996,(2):41-43,57.

[4] 庚雷.新的電路拓撲—正弦能量分配器SACs[J].電源世界,2008,(1):28-31.

[5] 牛黎明.鋰電池在線充放電管理電路的設計[J].電子技術應用,2002,28(4):11-13.

[6] 石右仁,等.交流穩壓電源控制中數據采樣技術及算法改進[J].移動電源與車輛,2008,(2):20-23.

TP301.6;TM131.4

A

1009-0134(2010)12(上)-0155-04

10.3969/j.issn.1009-0134.2010.12(上).50

2010-09-09

葉克江（1966 -），男，河南息縣人，副教授，博士，主要從事計算機應用以及自動控制方面的研究。