軟開關APFC倍頻感應加熱電源的研究

摘 要:針對倍頻感應加熱電源整流器的非線性特性引起網側電流畸變，功率因數低等問題，采用一種新型的軟開關Boost電路取代傳統LC濾波環節進行功率因數校正。整個電源系統采用DSP+CPLD實現了CCM模式下的平均電流PFC控制和倍頻逆變模塊的分時-移相控制策略。仿真與試驗結果實現了輸入側單位功率因數，升壓電路的開關管在高頻開關狀態下實現ZCS開啟與ZVS關斷，開關損耗大大降低。

關鍵詞:軟開關; Boost; PFC; 倍頻逆變

中圖分類號:TP274 文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2010)12-0205-03

Study on Soft-switching APFC Multiple-frequency Induction Heating Power

YANG Qing， SHEN Jin-fei

(Institute of Electrical Automation， Jiangnan University， Wuxi 214122， China)

Abstract:A novel soft switching Boost circuit substituted the traditional LC wave filter is introduced to accomplish power factor correction for solving the problems of the net current distortion and low power factor caused by nonlinearity of multiple-frequency induction heating power rectifier. The entire power system adopted DSP+CPLD to accomplish average-current PFC control in CCM pattern and time division-phase shift control tactics in the multiple-frequency inverter. The simulative and experimental results show that the input power factor close to unity， the switch tube opened under high frequency is working at the ZVS and ZCS mode，the switch spoilage reduces greatly.

Keywords:soft switching; Boost; PFC; multiple-frequency invert

0 引 言

隨著功率開關器件的發展，電力電子裝置日益小型化和高頻化，電氣性能大幅提高，但是隨之產生的高次諧波卻對電網造成嚴重污染。在電力電子設備中，整流器(AC/DC變流器)占有較大的比例，是主要的污染源。由于固態感應加熱電源對于電網呈現非線性特性，從電網中輸出的電流就不是標準的正弦曲線。高頻諧波電流對電力設施產生過熱或其他危害[1]。

Boost電路應用到功率因數校正方面已經較為成熟，對于幾百瓦小功率的功率因數校正，常規的電路是可以實現的。但是對于大功率諸如感應加熱電源，還存在很多的實際問題。為了解決開關器件由于二極管反向恢復時產生的沖擊電流而易損壞的情況，減少開關器件在高頻下的開關損耗，本文采用一種無源無損緩沖電路取代傳統的LC濾波電路。在分析了軟開關電路的工作原理以及逆變模塊的分時-移相功率控制策略后，應用Matlab軟件進行了仿真，并通過實驗結果驗證了理論分析的正確性。

1 電源系統整體拓撲

如圖1所示，該主電路拓撲主要由整流、軟開關Boost功率因數校正、逆變、負載匹配幾個環節組成。

單相整流橋輸出的直流電壓接入無源緩沖軟開關Boost電路，本文采取Boost電路取代傳統的LC濾波電路。這里Boost電路主要有2個作用:一是提高整流輸入側的功率因數;二是為逆變側提供一個穩定的直流電壓。Boost校正電路輸出直流電壓加到逆變橋上，逆變橋是由8個IGBT模塊組成的單相全橋逆變器，每個IGBT都有一個反并聯二極管與其并聯，作為逆變器電壓反向時續流。逆變器中功率器件由控制電路控制脈沖信號驅動而周期性的開關;隔離變壓器T的作用是電氣隔離和負載的阻抗匹配。一般T為降壓變壓器，適當改變變壓器的變比即可降低諧振槽路中電感、電容上的電壓值，并可進行不同的負載阻抗匹配。輸出方波電壓經過變壓器的隔離降壓后加到由補償電容器和感應線圈及負載組成的諧振回路上。

1.1 軟開關APFC電路工作原理

圖2所示為無源軟開關Boost電路、串聯電感及無損SNUBBER電路[2-3]。與普通的Boost電路相比，增加電感L1限制因VD0的反向恢復而產生的VT0開啟沖擊電流，C2→VD7作為VD0的SNUBBER電路，VD5→VD6→VD7的串聯結構和L1→C1→C2之間的諧振與能量轉換也有利于抑制VT0的開啟沖擊電流。

主電路在一個周期內的工作情況可以分為6個階段:

(1) 模式1[t0，t1]:在t0時刻，C0通過電阻R放電，VT0在ZCS狀態下開啟，C1放電，電流流經C1→C2→L1回路，由于L1的作用，VT0的開啟電流逐漸平穩上升。

圖1 電源系統主電路拓撲

圖2 無源無損軟開關Boost電路

(2) 模式2[t1，t2]:電感L1上的電流逐漸增大，C1放電結束后，電流經過回路L0→L1→VD5→VD6→C2流動。

(3) 模式3[t2，t3]:C2被緩慢充電，直至L1能量全部轉移過來。最后流經VT0的電流和L0的大小相等，C2充電結束。

(4) 模式4[t3，t4]: t4時刻VT0在ZVS下關斷，當經過C2-VD6-C1的電壓和整流輸出電壓Vin相等時，C2通過VD7放電，L1的電流經L0→L1→VD5→C1給C1充電。

(5) 模式5[t4，t5]:當C1的電壓和Vin相等后停止充電。L1電流經VD5→VD6→VD7流向負載。

(6) 模式6[t5，t6]:L1電流衰減到0母線電感電流L1通過VD7向C2充電，當C2電壓為0后，流過L0的電流經VD0流向負載C0和R。接著回到模式1。

1.2 后級倍頻逆變電路

倍頻式高頻逆變電源電路如圖1右邊部分所示[4-5]。在圖中，由VT11～VT41構成第一組逆變橋，由VT12～VT42構成第二組逆變橋，兩組逆變橋輪流導通1個諧振周期，每個IGBT器件都以額定負載電流工作。這樣，如果IGBT的允許開關頻率為 f0，則電源的輸出頻率為2f0。

分時-移相的控制方法是通過調節對角橋臂導通的相位差來調節功率。如圖3所示，VT11與VT41之間有一個移相角，滿功率的時候，角度為0，分時-移相調功就是通過調節移相角φ的大小實現功率的改變。

2 系統控制策略

控制系統主要采用Altera公司的MAXⅡ系列CPLD芯片EPM1270T144C5和TI公司的TMS320LF2407A型DSP[6]?？刂骗h節由數字鎖相環、PWM控制模塊、分時脈沖控制模塊、DSP移相功率調節環節以及DSP-PFC環節組成。CPLD鎖相環模塊跟蹤負載諧振頻率，同時接收DSP輸出的數字移相角大小，從而經PWM、分時模塊計算輸出8路移相觸發脈沖。DSP計算負載輸出功率，與功率設定值比較，經積分分離PI算法輸出移相角度;DSP還要對CCM模式下的軟開關Boost電路進行平均電流控制[7-10]。此外還要實現設置、保護以及顯示等功能。

3 仿真與試驗波形

基于以上理論分析和系統的硬件與軟件設計，應用Matlab仿真軟件對電路進行了仿真。仿真參數如下:輸入單相220 V，輸入等效阻抗1 mΩ，母線電感6 mH，輸出電容3 300 μF，緩沖電感4 μH，諧振電阻R為22 Ω，電感為1×10-6，電容為1.15×10-6。在仿真分析的基礎上，對1 kW感應電源樣機進行了實驗，表明實驗與仿真結果基本一致，驗證了理論設計與系統仿真的正確性。

圖3 逆變器分時-移相控制時序波形

圖4 控制系統框圖

圖5 輸入側電流電壓波形

圖6 通過Boost電路開關管的電流電壓

圖7 移相角為90°時的輸出電流電壓

4 結 語

通過仿真與試驗結果可以看到，應用軟開關PFC 電路的倍頻感應電源，不僅實現了輸入側單位功率因數，而且借助于一些緩沖輔助器件，開關管工作在軟開關狀態，損耗大大降低，為逆變模塊輸出穩定的直流電壓。該設計具有較高的實用價值。

圖8 升壓電路開關管的電壓電流試驗波形

圖9 輸入側的電壓電流試驗波形

參考文獻

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